CN101888190A

CN101888190A - 一种基于预测控制的pwm整流器的控制方法

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Publication number: CN101888190A
Application number: CN2010101721502A
Authority: CN
Inventors: 付强
Original assignee: BEIJING NEWIMAGE ELECTRICAL TECHNOLOGY DEVELOPMENT Co Ltd
Current assignee: BEIJING NEWIMAGE ELECTRICAL TECHNOLOGY DEVELOPMENT Co Ltd
Priority date: 2010-05-14
Filing date: 2010-05-14
Publication date: 2010-11-17
Anticipated expiration: 2030-05-14
Also published as: CN101888190B

Abstract

本发明涉及一种基于预测控制的PWM整流器的控制方法，在采用同步坐标系下，通过电压偏差比例积分(PI)调节器得到有功电流给定，再由有功电流和无功电流的给定得到三相电流的给定，然后采用相电流的偏差产生线电压的指令电压，并采用基于线电压输出设计的三相PWM开关桥输出电压。本控制方法对于无中性点的三相对称/不对称电网均有良好的性能表现，同时本发明采用的基于线电压输出的PWM，可以得到与SVPWM(空间矢量脉宽调制)的相同的直流电压利用率。本发明所述的方法具有简单实用，计算量小和相应快速和稳定性好的特点。

Description

一种基于预测控制的PWM整流器的控制方法

技术领域

本发明涉及PWM整流器的一种电流预测控制控制方法，也可以用于无功补偿的功率发生部分。

背景技术

现有的典型PWM整流器系统结构，如附图1所示。其一般原理为通过控制流过电抗L的电流，完成电网有功功率和无功功率的控制，从而控制直流侧的电压。

传统采用方法均为同步坐标系下计算电网同步电压Ud，Uq电压，完成控制：通过有功电流Id和无功电流Iq的偏差经过PI调节器再加上解耦项得到Ud和Uq的输出，然后使用空间矢量PWM来输出电压U；这种方法法虽然DQ解耦，但是由于Ud和Uq的输出受到整流器直流侧的直流电压Udc的限制，因此容易产生调节器饱和，控制失效。

同时传统方法中，解决三相不平衡的方法多为分解为正负序分量，其中增加了滤波器，减弱控制性能。

发明内容

本发明提供一种基于预测控制的PWM整流器的控制方法，解决现有方法容易产生调节器饱和以及控制失效的问题，避免增加滤波器带来的减弱控制性能的不良影响。

本发明解决上述技术问题的技术方案如下：

一种基于预测控制的电压源PWM整流器的控制方法，其步骤包括：

步骤A.在采用同步坐标系下，通过电压偏差比例积分(PI)调节器得到有功电流和无功电流给定；

步骤B.由有功电流和无功电流的给定得到三相电流的给定；

步骤C.采用相电流的偏差产生线电压的指令电压；

步骤D.利用线电压输出期望，控制开关器件。

本发明的有益效果是：通过采用同步坐标系下的有功电流和无功电流变换到三相实际坐标轴中，得到三相电流的给定，通过和三相实际电流的相减得到偏差电流，通过电流的预测控制完成，其对于无中性点的三相对称/不对称电网均有良好的性能表现。

在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下限定。

进一步，所述步骤A包括：利用电流霍尔传感器分别采集三相电流Ia，Ib，Ic，利用电压霍尔传感器采集三相定子电压Ea，Eb，Ec和直流母线电压Udc；采集得到的三相定子电压信号Vabc经过软件锁相环检测得到电网相角θ；将三相电流Ia，Ib，Ic经过静止三相/两相变换，得到I_α和I_β；将三相电压Ea，Eb，Ec经过静止三相/两相变换，得到E_α和E_α；通过坐标旋转变换，利用电网相角θ，得到电网同步下有功电流Id和无功电流Iq；同样方法得到电网同步电压Ed和Eq；将直流电压给定Udcref和实际直流电压通过PI调节器控制得到有功电流给定Idref。

所述步骤B包括：根据功率因数和无功调节要求，给定无功电流期望Iqn，将Iqn和Iq通过PI调节器作为无功偏差的补偿，补偿相和给定项和作为实际给定IqRef；将Idref和IqRef通过同步电网相角θ和控制节拍延时，得到下一控制周期中实际三相电流期望Iaref、Ibref、Icref。

所述步骤C包括：电网同步电压Ed和Eq通过控制节拍延时和旋转变换，得到下一个控制节拍电网电压Ea+，Eb+，Ec+；通过三相电流期望Iaref，Ibref，Icref.和三相电流实际数值Ia、Ib、Ic以及下一节拍三相电网电压Ea+、Eb+、Ec+，得到线电压输出期望。

采用上述进一步方案的有益效果是通过电路的基尔霍夫定律，由相电流偏差(Iaref-Ia，Ibref-Ib，Icref-Ic)得到控制指令电压，采用基于线电压得到的PWM，可以得到与SVPWM相同的电压利用率。

进一步，所述开关器件为PWM三相桥开关。

进一步，所述无功偏差补偿包括：通过加入无功分量的误差的积分项消除偏差。

采用上述进一步方案的有益效果是通过增加补偿项可消除电抗器误差和PWM死区带来的偏差。

附图说明

图1为现有典型PWM整流器系统结构图；

图2为本发明一种基于预测控制的电压源PWM整流器的控制方法流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

如图2所示的，本发明一种基于预测控制的电压源PWM整流器的控制方法，其具体流程包括：

步骤A.在采用同步坐标系下，通过电压偏差比例积分(PI)调节器得到有功电流给定；

步骤B.由有功电流和无功电流的给定得到三相电流的给定；

步骤C.采用相电流的偏差产生线电压的指令电压；

步骤D.利用线电压输出期望，控制开关器件。

进一步，所述步骤A包括：

利用电流霍尔传感器分别采集三相电流Ia，Ib，Ic；

利用电压霍尔传感器采集三相定子电压Ea，Eb，Ec和直流母线电压Udc。

采集得到的三相定子电压信号Vabc经过软件锁相环检测得到电网相角θ。

将三相电流Ia，Ib，Ic经过静止三相/两相变换，得到I_α和I_β；将三相电压Ea，Eb，Ec经过静止三相/两相变换，得到_Eα和E_β。

[\begin{matrix} E_{α} \\ E_{β} \end{matrix}] = \sqrt{\frac{2}{3}} [\begin{matrix} 1 & - \frac{1}{2} & - \frac{1}{2} \\ 1 & \frac{\sqrt{3}}{2} & \frac{\sqrt{3}}{2} \end{matrix}] [\begin{matrix} E_{a} \\ E_{b} \\ E_{c} \end{matrix}]

[\begin{matrix} I_{α} \\ I_{β} \end{matrix}] = \sqrt{\frac{2}{3}} [\begin{matrix} 1 & - \frac{1}{2} & - \frac{1}{2} \\ 1 & \frac{\sqrt{3}}{2} & \frac{\sqrt{3}}{2} \end{matrix}] [\begin{matrix} I_{a} \\ I_{b} \\ I_{c} \end{matrix}]

通过坐标旋转变换，利用电网相角θ，得到电网同步下有功电流Id和无功电流Iq；同样方法得到电网同步电压Ed和Eq。

[\begin{matrix} E_{d} \\ E_{q} \end{matrix}] = [\begin{matrix} \cos θ & \sin θ \\ - \sin θ & \cos θ \end{matrix}] [\begin{matrix} E_{α} \\ E_{β} \end{matrix}]

[\begin{matrix} I_{d} \\ I_{q} \end{matrix}] = [\begin{matrix} \cos θ & \sin θ \\ - \sin θ & \cos θ \end{matrix}] [\begin{matrix} I_{α} \\ I_{β} \end{matrix}]

进一步，步骤B包括：

将直流电压给定Udcref和实际直流电压通过PI调节器控制得到有功电流给定Idref，根据功率因数和无功调节要求，可给定无功电流期望Iqn，将Iqn和Iq通过PI调节器作为无功偏差的补偿，补偿相和给定项和作为实际给定Iqref；

将Idref和Iqref通过同步电网相角θ和控制节拍角度φ延时，计算得到下一控制周期中实际三相电流期望Iaref，Ibref，Icref。

[\begin{matrix} I_{aref} \\ I_{bref} \\ I_{cref} \end{matrix}] = \sqrt{\frac{3}{2}} [\begin{matrix} 1 & 0 \\ - \frac{1}{2} & \frac{\sqrt{3}}{2} \\ - \frac{1}{2} & - \frac{\sqrt{3}}{2} \end{matrix}] [\begin{matrix} I_{αref} \\ I_{βref} \end{matrix}]

进一步，步骤C包括：

电网同步电压Ed和Eq通过同步电网相角θ和控制节拍角度φ，经过旋转变换，得到下一个控制节拍电网电压Ea+，Eb+，Ec+；

[\begin{matrix} E_{a +} \\ E_{b +} \\ E_{c +} \end{matrix}] = \sqrt{\frac{3}{2}} [\begin{matrix} 1 & 0 \\ - \frac{1}{2} & \frac{\sqrt{3}}{2} \\ - \frac{1}{2} & - \frac{\sqrt{3}}{2} \end{matrix}] [\begin{matrix} E_{α +} \\ E_{β +} \end{matrix}]

通过三相电流期望Iaref，Ibref，Icref.和三相电流实际数值Ia，Ib，Ic以及下一节拍三相电网电压Ea+，Eb+，Ec+，计算得到线电压输出期望。

依据基尔霍夫电流定律，可以得到三相回路的电压方程：

E_{a} + L \frac{{dI}_{a}}{dt} - U_{a} + U_{b} - L \frac{{dI}_{b}}{dt} - E_{b} = 0

E_{b} + L \frac{{dI}_{b}}{dt} - U_{b} + U_{c} - L \frac{{dI}_{c}}{dt} - E_{c} = 0

E_{c} + L \frac{{dI}_{c}}{dt} - U_{c} + U_{a} - L \frac{{dI}_{a}}{dt} - E_{a} = 0

其中E代表电网电压，U代表变频器输出电压。I为各相电流。L为三相电抗器电抗值。

依据上公式，可以得到：

U_{ab} = U_{a} - U_{b} = E_{a} - E_{b} + L \frac{{dI}_{a}}{dt} - L \frac{{dI}_{b}}{dt}

U_{bc} = U_{b} - U_{c} = E_{b} - E_{c} + L \frac{{dI}_{b}}{dt} - L \frac{dIc}{dt}

E_{ca} = U_{c} - U_{a} = E_{c} - E_{a} + L \frac{{dI}_{c}}{dt} - L \frac{{dI}_{a}}{dt}

控制周期为T，将上述离散化后即得到控制输出给定：

U_ab＝E_a+-E_b++L(I_aref-I_a)/T-L(I_bref-I_b)/T

U_bc＝E_b+-E_c++L(I_bref-I_b)/T-L(I_cref-I_c)/T

U_ca＝E_c+-E_a++L(I_cref-I_c)/T-L(I_aref-I_a)/T

利用线电压输出期期望Uab、Ubc、Uca，可以计算得到PWM三相桥开关时间(Ta、Tb、Tc)，由控制器发出开关命令(Sa、Sb、Sc)。

由以上的说明可知，本方法是按照当前采样值预测下一节拍的电网各相电压数值，同时按照实际电流和期望电流的差计算输出，由于实施考虑的电网的波动，因此具有较高的动态性能。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种基于预测控制的电压源PWM整流器的控制方法，其步骤包括：

步骤A：在采用同步坐标系下，通过电压偏差比例积分调节器得到有功电流和无功电流给定；

步骤B：由有功电流和无功电流的给定得到三相电流的给定；

步骤C：采用相电流的偏差产生线电压输出期望；

步骤D：利用线电压输出期望，控制开关器件。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤A包括：

利用电流霍尔传感器分别采集三相电流，利用电压霍尔传感器采集三相电网电压和直流母线电压，经过软件锁相环检测得到电网相角；

将三相电流经过静止三相/两相变换，得到两相电流；将三相电压经过静止三相/两相变换，得到两相电压；

通过坐标旋转变换，利用电网相角，得到电网同步下有功电流和无功电流；同样方法得到电网同步电压；

将直流电压给定和实际直流电压通过电压偏差比例积分调节器控制得到有功电流给定。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤B包括：

根据功率因数和无功调节要求，给定无功电流期望，将无功电流期望和无功电流通过电压偏差比例积分调节器作为无功偏差的补偿，补偿相和给定项和作为实际给定；

将有功电流给定和实际给定通过同步电网相角和控制节拍延时，得到下一控制周期中实际三相电流期望。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述步骤C包括：

电网同步电压通过控制节拍延时和旋转变换，得到下一个控制节拍电网电压；

通过三相电流期望和三相电流实际数值以及下一节拍三相电网电压，得到线电压输出期望。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所述开关器件为PWM三相桥开关。

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述无功偏差补偿包括：通过加入无功分量的误差的积分项消除偏差。