CN104600748A - 一种具备有源滤波功能的孤岛微电网多逆变器控制系统及其工作方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具备有源滤波功能的孤岛微电网多逆变器控制系统及其工作方法，控制系统包括若干个并联逆变器、线性和非线性负载，工作方法包括：谐波提取、有源谐波控制、功率下垂控制、电压及电流控制。本发明向负载供能，若微电网公共母线电压和电流的谐波畸变率过大，若干台逆变器启动有源滤波的辅助功能；若微电网公共母线电压和电流的谐波畸变率在合理范围，逆变器切除有源滤波辅助功能；逆变器的有源滤波辅助功能的投入和切除无缝完成；具有有源滤波的功能，降低了孤岛微电网公共母线的谐波电流畸变率和谐波电压畸变率，保证微电网电压的稳定；减少微电网有源滤波设备的备用容量，降低微电网系统的设计成本。

Description

一种具备有源滤波功能的孤岛微电网多逆变器控制系统及其工作方法

技术领域

本发明涉及一种具备有源滤波功能的孤岛微电网多逆变器控制系统及其工作方法，属于孤岛微电网多逆变器并联控制、分布式发电技术领域。

背景技术

多台逆变器并联可实现大容量供电和冗余供电，被公认为当今逆变技术发展的重要方向之一。相对于单台大功率逆变器而言，多个小功率逆变器并联不仅能够降低成本，便于维护，而且更加灵活、可靠。通过改变并联逆变器的数目，可以获得不同的容量；通过逆变器的冗余并联，可以提高系统的可靠性。

当微电网孤岛运行时，分布式电源可采取下垂控制实现无互联线的模拟同步发电机特性的控制。由于缺少较为理想的支撑电压，大量的电力电子并网器件势必加剧孤岛微电网模型非线性化程度。当微电网与大电网连接时，并网逆变系统采取电流控制方案，实现风电或光伏的最大功率跟踪控制。孤岛运行时，逆变器需采取电压控制，确保线路电压的稳定。通过控制手段来维持孤岛微电网线路电压的稳定，成为关键问题之一。

微电网中含有大量的电力电子接口设备使得公共母线的谐波电流畸变率异常严重，谐波畸变电流通过负载和公共母线线路等效阻抗感应出的谐波电压使得公共母线电压畸变率上升，影响微电网的安全运行；为了能够降低公共母线上的谐波电流畸变率，提高公共母线电压的稳定性，微电网需要配置一定容量的有源滤波器。有源滤波器是直接将滤波设备并联至公共母线上，从而同步吸收公共母线上的谐波电流，保证公共母线的电压的较低的谐波畸变率。传统的有源滤波设备采用的是电流控制方式，其本身无法对微电网公共母线提供电压和频率支撑，而传统的电压控制型逆变器又无法对电网谐波电流进行补偿。二者功能的单一性，使得在设计特定容量的微电网时，往往在有源滤波设备安全备用容量与微电网设计成本之间存在矛盾。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明公开了一种具备有源滤波功能的孤岛微电网多逆变器控制系统；

本发明还公开了上述控制系统的工作方法；

本发明的技术方案为：

一种具备有源滤波功能的孤岛微电网多逆变器控制系统，包括若干个并联逆变器、线性和非线性负载，若干个并联逆变器连接公共母线，所述公共母线还连接所述线性和非线性负载，若干个并联逆变器、所述线性和非线性负载组成独立微电网；所述逆变器包括主电路、信号处理及DSP控制，所述主电路包括直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波器、馈线，所述H桥逆变电路包含S₁-S₄四个功率开关管，所述直流稳压电源、所述H桥逆变电路、所述LC滤波器、所述馈线顺次连接；所述信号处理及DSP控制包括信号调理及A/D转换、谐波提取、有源谐波控制、功率下垂控制、电压及电流控制、驱动及保护；所述信号调理及A/D转换分别连接所述谐波提取、所述功率下垂控制、所述电压及电流控制，所述谐波提取连接所述有源谐波控制，所述电压及电流控制连接所述驱动及保护。

所述信号调理及A/D转换对采样得到的信号进行调理及A/D转换，输出的信号分别输入所述谐波提取、所述功率下垂控制、所述电压与电流控制，进行运算；所述有源谐波控制经计算得到逆变器参考输出电压特定次谐波分量u_refh，所述功率下垂控制经计算得到逆变器参考输出电压基频分量u_reff，u_refh与u_reff之和，再减去所述信号调理及A/D转换输出的逆变器馈线并网端电压u_pcc，其差值输入所述电压及电流控制；所述驱动及保护输出信号驱动所述H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的通断。

根据本发明优选的，所述直流稳压电源与所述H桥逆变电路的输入侧两端连接，所述H桥逆变电路左、右桥臂的中点分别引出电流联络线，所述电流联络线连接所述LC滤波器的电感电流输入端和电容电流输出端，所述LC滤波器的电容两端引出联络线通过所述馈线连接公共母线。

上述控制系统的工作方法，具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，启动信号调理及A/D转换，对逆变器馈线并网端电压u_pcc进行采样，通过谐波提取，进行滑窗傅里叶变换，得到第h次公共母线谐波电压u_pcch，再经过有源谐波控制，输出逆变器参考输出电压的特定次谐波分量u_refh；有源谐波控制计算公式为：

$u_{\mathrm{refh}}=K_G\underset{h=\mathrm{3,5,7,9,11}}{\mathrm{\Σ}}{G}_h{u}_{\mathrm{pcch}}$

其中，G_h为第h次谐波电压反馈系数；K_G为反馈增益调节系数；u_pcch为第h次公共母线谐波电压；

若公共母线电压和公共母线电流的畸变率过大，若干台逆变器启动有源滤波的辅助功能，设置1＜G_h＜∞，开启有源滤波辅助功能，逆变器对微电网进行电压和频率支撑，逆变器还同时吸收公共母线的特定频率次数的谐波电流；若公共母线电压和公共母线电流的畸变率在合理范围内，逆变器切除有源滤波辅助功能，设置G_h＝0，关闭有源滤波辅助功能，逆变器仅对微电网进行电压和频率支撑；

(2)将逆变器馈线并网端电压u_pcc、逆变器网侧电流i₂、参考电压幅值E^*、参考电压角频率ω^*输入功率下垂控制，计算输出逆变器参考输出电压基频分量u_reff；

(3)有源谐波控制得到的逆变器参考输出电压的特定次谐波分量u_refh和功率下垂控制得到的逆变器参考输出电压基频分量u_reff，合成为逆变器参考给定电压u_ref，并作为逆变器电压及电流控制的给定值，计算公式为：

u_ref＝u_reff+u_refh；

(4)采用准比例谐振控制器对基波电压及3、5、7、9、11次谐波电压实现无静差跟踪控制，将逆变器参考给定电压u_ref与逆变器馈线并网端电压u_pcc的差值通过准比例谐振控制器，输出滤波电感参考给定电流i_L ^*，计算公式为：

$i_L^{*}=(K_p+\underset{h=\mathrm{1,3,5,7,9,11}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{i,h}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+h^2{\mathrm{\ω}}_c^2})(u_{\mathrm{ref}}-u_{\mathrm{pcc}})$

式中，K_p、k_i,h分别为准比例谐振控制器的比例系数和谐振增益，ω_c为准比例谐振控制的截止频率，s为复频率；

(5)增加滤波电感电流的比例反馈控制，将滤波电感参考给定电流i_L ^*与实际采样并经A/D转换后的滤波电感电流i_L形成的差值通过比例调节器，输出调制信号i_r；电流内环比例调节的计算公式为：

$i_r=K_C(i_L^{*}-i_L)$

式中，K_C为比例反馈控制调节的比例系数；

步骤(5)采用滤波电感电流的比例反馈控制的目的是为了抑制LC滤波器自身的谐振，提高控制系统的快速跟随性能。

步骤(4)和步骤(5)组成电压及电流控制。

(6)调制信号i_r经驱动及保护，驱动H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的通断。

根据本发明优选的，步骤(1)中，通过滑窗傅里叶变换法得到第h次公共母线谐波电压u_pcch，具体是指：

以每次采样值代替前一周期的采样值，在每一拍中均进行各次谐波的计算，提取第h次公共母线谐波电压u_pcch的滑窗傅里叶变换在z域中的传递函数为：

$H_{\mathrm{SDFT}}\left(z\right)=\frac{1-z^{-N}}{1-e^{j2\mathrm{\πh}/N}{z}^{-1}}$

式中，z为复变量，N为一个工频周期的采样点数，h为谐波次数。

以每次采用值代替前一周期的采样值，在每一拍中均进行各次谐波的计算，提高了谐波检测的速度。

第h次公共母线谐波电压u_pcch的提取方式为滑窗傅里叶变换法，该方法能够快速准确地提取所需特定次谐波信号，而且易于数字信号处理器的实现。

根据本发明优选的，步骤(2)所述功率下垂控制，具体步骤包括：

a、将采样的逆变器馈线并网端电压u_pcc构造成幅值相等、相角相差90°的正交信号，求取逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q：将逆变器馈线并网端电压u_pcc延时90°再乘以逆变器网侧电流i₂得瞬时无功功率q；将逆变器馈线并网端电压u_pcc乘以逆变器网侧电流i₂得到瞬时有功功率p，计算得到的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q分别通过低通滤波器和带通滤波器得到逆变器输出平均有功功率P和平均无功功率Q，可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\\ Q={\mathrm{\ω}}_o\frac{s}{(s+{\mathrm{\τ}}^{-1})(s+{\mathrm{\ω}}_o)}q\end{array}\right.$

其中，τ为暂态下垂时间常数，ω₀为低通滤波器的截止频率，s为复频率；

b、下垂控制计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}E=E^{*}-n_{c}P\\ \mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+m_{c}Q\end{array}\right.$

其中，m_c为无功下垂系数，n_c为有功下垂系数；E为逆变器参考输出电压基频分量u_reff的幅值，ω为逆变器参考输出电压基频分量u_reff的角频率；E^*为功率下垂控制的参考电压幅值，ω^*为功率下垂控制的参考电压角频率；

c、根据步骤b得到的E、ω，合成逆变器参考输出电压的基频分量u_reff：

u_reff＝Esin(ωt)

式中，t为时域量。

本发明的有益效果为：

1、本发明在微电网孤岛情况下，逆变器向公共母线提供了稳定的电压及频率支撑；

2、本发明向负载供能，若微电网公共母线电压和电流的谐波畸变率过大，若干台逆变器启动有源滤波的辅助功能；若微电网公共母线电压和电流的谐波畸变率在合理范围，逆变器切除有源滤波辅助功能；逆变器的有源滤波辅助功能的投入和切除无缝完成，不影响逆变器自身运行；

3、本发明具有源滤波的功能，降低了孤岛微电网公共母线的谐波电流畸变率和谐波电压畸变率，保证微电网电压的稳定；

4、本发明减少微电网有源滤波设备的备用容量，降低微电网系统的设计成本。

附图说明

图1为本发明所述孤岛微电网多逆变器并联运行控制系统示意图；

图1中，u_dc为逆变器输入侧直流母线电压，由分布式微源通过升压和稳压得到；逆变器采用单相H桥的形式，S₁-S₄为逆变器的功率开关管；逆变器输出滤波采用LC滤波；每台逆变器通过馈线连接至公共母线，公共母线上并联有线性和非线性负载；R_L、L_L、C_L分别为LC滤波器的电感等效电阻、滤波电感、滤波电容；R₂、L₂分别为馈线的等效电阻和等效电感；u_inv、u_c、u_pcc分别为逆变器输出电压、滤波输出电压、馈线并网端电压；i_L、i₂分别为逆变器滤波电感电流、逆变器网侧电流，i_C为滤波电容电流；E^*、ω^*分别为下垂控制的参考电压幅值及参考电压角频率；u_pcch为第h次公共母线谐波电压；u_reff、u_refh、u_ref分别为逆变器参考输出电压的基频分量、特定次谐波分量、逆变器参考给定电压；i_L ^*、i_r分别为滤波电感参考给定电流、逆变器调制信号；K_C为比例反馈控制调节的比例系数；

图2为本发明功率下垂控制框图；

图3为孤岛微电网逆变器电压及电流控制结构框图；

图3中，K_PWM为脉宽调制的放大增益，脉宽调制包含在驱动及保护中；

图4为孤岛微电网逆变器基波频域下戴维南等效电路图；

图4中，基波频域下，Z₂(s)＝sL₂+R₂，Z₂(s)为馈线阻抗，U_C为逆变器滤波输出电压，即滤波电容电压，U_pcc为馈线并网端电压，I₂为逆变器网侧电流，U_ref为逆变器参考输出电压；G_VC(s)为戴维南等效电压增益传递函数，Z_VC(s)为戴维南等效阻抗传递函数；

孤岛微电网逆变器电压控制闭环戴维南等效模型为：

U_C(s)＝G_VC(s)U_ref-Z_VC(s)I₂；

图5为h次谐波频域下逆变器等效电路图；

图5中，h次谐波频域下，Z_eq为谐波域下逆变器闭环戴维南等效电路看作一端口网络时，该一端口网络的等效输入阻抗；I_Zeq为流入逆变器的电流；只分析h次谐波含量时，孤岛微电网中的所有谐波负载等效为一集总谐波电流源，Z_other为公共母线侧的其他所有逆变器集总等效输入阻抗；I_Zother为流入公共母线电流；I_h为流入电网的谐波电流；

图6a为R_U频域特性图；

其中，R_U表示采用有源滤波控制时的公共母线谐波电压U_{pcch_有滤波}和未采用有源滤波控制时的公共母线谐波电压U_{pcch_无滤波}的比值；

图6b为R_I频域特性图；

其中，R_I表示采用有源滤波控制时流入逆变器电流I_{Zeq_有滤波}和未采用有源滤波控制时流入逆变器电流I_{Zeq_无滤波}的比值；

由图6a、图6b可得：随着G_h的不断增大，R_U的频域响应幅值呈上升趋势，R_I呈下降趋势，也就是说，当G_h取值越大，公共母线电压的谐波含量越低，而逆变器吸收的谐波电流越大。

图7a为采用有源滤波控制逆变器输出电压图；

图7b为未采用有源滤波控制逆变器输出电压图；

图7c为采用有源滤波控制逆变器输出电流图；

图7d为未采用有源滤波控制逆变器输出电流图；

图7e为采用有源滤波控制公共母线电压图；

图7f为未采用有源滤波控制公共母线电压图；

图7g为采用有源滤波控制公共母线电流图；

图7h为未采用有源滤波控制公共母线电流图；

由图7a-图7h可得：采用有源滤波控制辅助功能，逆变器输出电压和逆变器输出电流的畸变情况要比未采用有源滤波控制辅助功能时要严重；而采用有源滤波控制辅助功能时，公共母线电压和公共母线电流的畸变率要明显小于未采用有源滤波控制辅助功能时的情况。

具体实施方式

下面结合说明书附图和实施例对本发明作进一步限定，但不限于此。

实施例1

一种具备有源滤波功能的孤岛微电网多逆变器控制系统，包括若干个并联逆变器、线性和非线性负载，若干个并联逆变器连接公共母线，所述公共母线还连接所述线性和非线性负载，若干个并联逆变器、所述线性和非线性负载组成独立微电网；所述逆变器包括主电路、信号处理及DSP控制，所述主电路包括直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波器、馈线，所述H桥逆变电路包含S₁-S₄四个功率开关管，所述直流稳压电源、所述H桥逆变电路、所述LC滤波器、所述馈线顺次连接；所述信号处理及DSP控制包括信号调理及A/D转换、谐波提取、有源谐波控制、功率下垂控制、电压及电流控制、驱动及保护；所述信号调理及A/D转换分别连接所述谐波提取、所述功率下垂控制、所述电压及电流控制，所述谐波提取连接所述有源谐波控制，所述电压及电流控制连接所述驱动及保护。

所述信号调理及A/D转换对采样得到的信号进行调理及A/D转换，输出的信号分别输入所述谐波提取、所述功率下垂控制、所述电压与电流控制，进行运算；所述有源谐波控制经计算得到逆变器参考输出电压特定次谐波分量u_refh，所述功率下垂控制经计算得到逆变器参考输出电压基频分量u_reff，u_refh与u_reff之和，再减去所述信号调理及A/D转换输出的逆变器馈线并网端电压u_pcc，其差值输入所述电压及电流控制；所述驱动及保护输出信号驱动所述H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的通断。

实施例2

根据实施例1所述控制系统，进一步限定为，所述直流稳压电源与所述H桥逆变电路的输入侧两端连接，所述H桥逆变电路左、右桥臂的中点分别引出电流联络线，所述电流联络线连接所述LC滤波器的电感电流输入端和电容电流输出端，所述LC滤波器的电容两端引出联络线通过所述馈线连接公共母线。

实施例1或2所述控制系统如图1所示。

实施例3

根据实施例1或2所述控制系统的工作方法，具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，启动信号调理及A/D转换，对逆变器馈线并网端电压u_pcc进行采样，通过谐波提取，进行滑窗傅里叶变换，得到第h次公共母线谐波电压u_pcch，再经过有源谐波控制，输出逆变器参考输出电压的特定次谐波分量u_refh；有源谐波控制计算公式为：

$u_{\mathrm{refh}}=K_G\underset{h=\mathrm{3,5,7,9,11}}{\mathrm{\Σ}}{G}_h{u}_{\mathrm{pcch}}$

其中，G_h为第h次谐波电压反馈系数；K_G为反馈增益调节系数；u_pcch为第h次公共母线谐波电压；

若公共母线电压和公共母线电流的畸变率过大，若干台逆变器启动有源滤波的辅助功能，设置1＜G_h＜∞，开启有源滤波辅助功能，逆变器对微电网进行电压和频率支撑，逆变器还同时吸收公共母线的特定频率次数的谐波电流；若公共母线电压和公共母线电流的畸变率在合理范围内，逆变器切除有源滤波辅助功能，设置G_h＝0，关闭有源滤波辅助功能，逆变器仅对微电网进行电压和频率支撑；

(2)将逆变器馈线并网端电压u_pcc、逆变器网侧电流i₂、参考电压幅值E^*、参考电压角频率ω^*输入功率下垂控制，计算输出逆变器参考输出电压基频分量u_reff；

步骤(2)中功率下垂控制框图如图2所示；

(3)有源谐波控制得到的逆变器参考输出电压的特定次谐波分量u_refh和功率下垂控制得到的逆变器参考输出电压基频分量u_reff，合成为逆变器参考给定电压u_ref，并作为逆变器电压及电流控制的给定值，计算公式为：

u_ref＝u_reff+u_refh；

(4)采用准比例谐振控制器对基波电压及3、5、7、9、11次谐波电压实现无静差跟踪控制，将逆变器参考给定电压u_ref与逆变器馈线并网端电压u_pcc的差值通过准比例谐振控制器，输出滤波电感参考给定电流i_L ^*，计算公式为：

$i_L^{*}=(K_p+\underset{h=\mathrm{1,3,5,7,9,11}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{i,h}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+h^2{\mathrm{\ω}}_c^2})(u_{\mathrm{ref}}-u_{\mathrm{pcc}})$

式中，K_p、k_i,h分别为准比例谐振控制器的比例系数和谐振增益，ω_c为准比例谐振控制的截止频率，s为复频率；

(5)增加滤波电感电流的比例反馈控制，将滤波电感参考给定电流i_L ^*与实际采样并经A/D转换后的滤波电感电流i_L形成的差值通过比例调节器，输出调制信号i_r；电流内环比例调节的计算公式为：

$i_r=K_C(i_L^{*}-i_L)$

式中，K_C为比例反馈控制调节的比例系数；

步骤(5)采用滤波电感电流的比例反馈控制的目的是为了抑制LC滤波器自身的谐振，提高控制系统的快速跟随性能；

步骤(4)和步骤(5)组成电压及电流控制，孤岛微电网逆变器电压及电流控制如图3所示；

(6)调制信号i_r经驱动及保护，驱动H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的通断。

由图3，可得戴维南等效的电压增益传递函数G_VC(s)和等效阻抗传递函数Z_VC(s)：

$G_{\mathrm{VC}}\left(s\right)=\frac{H_{\mathrm{PR}}{K}_C{K}_{\mathrm{PWM}}}{1+H_L{H}_C+H_{\mathrm{PR}}{K}_C{K}_{\mathrm{PWM}}{H}_L{H}_C+H_L{K}_C{K}_{\mathrm{PWM}}}$

$Z_{\mathrm{VC}}\left(s\right)=\frac{H_C(1+K_C{K}_{\mathrm{PWM}}{H}_L)}{1+H_L{H}_C+H_{\mathrm{PR}}{K}_C{K}_{\mathrm{PWM}}{H}_L{H}_C+H_L{K}_C{K}_{\mathrm{PWM}}}$

其中， $H_{\mathrm{PR}}=K_p+\underset{h=\mathrm{1,3,5,7,9,11}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{i,h}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+h^2{\mathrm{\ω}}_c^2},H_L=\frac{1}{s{L}_L+R_L},H_C=\frac{1}{s{C}_L},$ K_PWM为脉宽调制的放大增益，脉宽调制包含在驱动及保护电路中。

因此，孤岛微电网逆变器电压控制闭环的戴维南等效模型为：

U_C(s)＝G_VC(s)U_ref-Z_VC(s)I₂

如图4所示。

假设U_refh只对3、5、7、9、11次谐波中的某一次谐波进行检测并进行有源谐波控制，，有源谐波控制环节为：

u_refh＝K_GG_hu_pcch

采用本发明设计的具备有源谐波控制的逆变器电压控制系统，在谐波频域下，流入电网的谐波电流I_h为：

$I_h=\frac{G_{\mathrm{VC}}(-K_G{G}_h{U}_{\mathrm{pcch}})-U_{\mathrm{pcch}}}{Z_{\mathrm{VC}}+Z_2}$

式中，U_pcch为在谐波频域下第h次公共母线谐波电压；

图5为h次谐波频域下逆变器等效电路图。h次谐波频域下，Z_eq为谐波域下逆变器闭环戴维南等效电路看作一端口网络时，该一端口网络的等效输入阻抗；I_Zeq为流入逆变器的电流；只分析h次谐波含量时，孤岛微电网中的所有谐波负载等效为一集总谐波电流源，Z_other为公共母线侧的其他所有逆变器集总等效输入阻抗；I_Zother为流入公共母线电流；I_h为流入电网的谐波电流；

由图5可得，逆变器戴维南等效电路一端口网络的等效输入阻抗Z_eq：

$Z_{\mathrm{eq}}=\frac{-U_{\mathrm{pcch}}}{I_h}=\frac{Z_{\mathrm{VC}}+Z_2}{1+K_G{G}_h{G}_{\mathrm{VC}}}\≈\frac{Z_{\mathrm{VC}}+Z_2}{1+K_G{G}_h}$

由于对基波和特定次谐波电压采用了准谐振闭环控制，因此，G_VC(s)在所选谐波频率下的幅值响应近似为1，故可使G_VC＝1。通过设置第h次谐波电压反馈系数G_h，改变逆变器戴维南等效一端口网络的等效输入阻抗Z_eq的大小。如果将G_h设置为0，则该电压控制就为常规电压控制器；如果将G_h设置为1＜G_h＜∞，则降低逆变器等效一端口网络的输出电阻，则公共连接母线上的谐波电流将流入该逆变器中，从而具备有源滤波器的功能。

下面分析h次谐波频域下，有源滤波控制存在与否对电压控制的影响。

根据图5，流入逆变器电流I_Zeq，表示为：

$I_{Z_{\mathrm{eq}}}=\frac{Z_{\mathrm{other}}}{Z_{\mathrm{eq}}+Z_{\mathrm{other}}}{I}_h$

流入公共母线电流I_Zother，表示为

$I_{Z_{\mathrm{other}}}=\frac{Z_{\mathrm{eq}}}{Z_{\mathrm{eq}}+Z_{\mathrm{other}}}{I}_h$

公共母线谐波电压U_pcch，表示为

$U_{\mathrm{pcch}}=Z_{\mathrm{eq}}{I}_{Z_{\mathrm{eq}}}=\frac{(Z_{\mathrm{VC}}+Z_{\mathrm{eq}})Z_{\mathrm{other}}{I}_h}{Z_{\mathrm{VC}}+Z_{\mathrm{eq}}+(1+G_h{G}_{\mathrm{VC}})Z_{\mathrm{other}}}$

采用有源滤波控制流入逆变器电流I_Zeq为

$I_{Z_{\mathrm{eq}}}=\frac{(1+G_h{G}_{\mathrm{VC}})Z_{\mathrm{other}}{I}_h}{Z_{\mathrm{VC}}+Z_{\mathrm{eq}}+(1+G_h{G}_{\mathrm{VC}})Z_{\mathrm{other}}}$

采用有源滤波控制与未采用有源滤波控制的U_pcch、I_Zeq的比值分别定义为：

式中，R_U表示采用有源滤波控制时的公共母线谐波电压U_{pcch_有滤波}和未采用有源滤波控制时的公共母线谐波电压U_{pcch_无滤波}的比值；R_I表示采用有源滤波控制时流入逆变器电流I_{Zeq_有滤波}和未采用有源滤波控制时流入逆变器电流I_{Zeq_无滤波}的比值。

图6a为R_U频域特性图；图6b为R_I频域特性图；

由图6a、图6b可得：随着G_h的不断增大，R_U的频域响应幅值呈上升趋势，R_I呈下降趋势，也就是说，当G_h取值越大，公共母线电压的谐波含量越低，而逆变器吸收的谐波电流越大。

实施例4

根据实施例3所述控制系统的工作方法，进一步限定为，步骤(1)中，通过滑窗傅里叶变换法得到第h次公共母线谐波电压u_pcch，具体是指：

以每次采样值代替前一周期的采样值，在每一拍中均进行各次谐波的计算，提取第h次公共母线谐波电压u_pcch的滑窗傅里叶变换在z域中的传递函数为：

$H_{\mathrm{SDFT}}\left(z\right)=\frac{1-z^{-N}}{1-e^{j2\mathrm{\πh}/N}{z}^{-1}}$

式中，z为复变量，N为一个工频周期的采样点数，h为谐波次数。

以每次采用值代替前一周期的采样值，在每一拍中均进行各次谐波的计算，提高了谐波检测的速度。

第h次公共母线谐波电压u_pcch的提取方式为滑窗傅里叶变换法，该方法能够快速准确地提取所需特定次谐波信号，而且易于数字信号处理器的实现。

实施例5

根据实施例3所述控制系统的工作方法，进一步限定为，步骤(2)所述功率下垂控制，具体步骤包括：

a、将采样的逆变器馈线并网端电压u_pcc构造成幅值相等、相角相差90°的正交信号，求取逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q：将逆变器馈线并网端电压u_pcc延时90°再乘以逆变器网侧电流i₂得瞬时无功功率q；将逆变器馈线并网端电压u_pcc乘以逆变器网侧电流i₂得到瞬时有功功率p，计算得到的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q分别通过低通滤波器和带通滤波器得到逆变器输出平均有功功率P和平均无功功率Q，可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\\ Q={\mathrm{\ω}}_o\frac{s}{(s+{\mathrm{\τ}}^{-1})(s+{\mathrm{\ω}}_o)}q\end{array}\right.$

其中，τ为暂态下垂时间常数，ω₀为低通滤波器的截止频率，s为复频率；

b、下垂控制计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}E=E^{*}-n_{c}P\\ \mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+m_{c}Q\end{array}\right.$

其中，m_c为无功下垂系数，n_c为有功下垂系数；E为逆变器参考输出电压基频分量u_reff的幅值，ω为逆变器参考输出电压基频分量u_reff的角频率；E^*为功率下垂控制的参考电压幅值，ω^*为功率下垂控制的参考电压角频率；

c、根据步骤b得到的E、ω，合成逆变器参考输出电压的基频分量u_reff：

u_reff＝Esin(ωt)

式中，t为时域量。

Claims (5)

1.一种具备有源滤波功能的孤岛微电网多逆变器控制系统，其特征在于，包括若干个并联逆变器、线性和非线性负载，若干个并联逆变器连接公共母线，所述公共母线还连接所述线性和非线性负载，若干个并联逆变器、所述线性和非线性负载组成独立微电网；所述逆变器包括主电路、信号处理及DSP控制，所述主电路包括直流稳压电源、H桥逆变电路、LC滤波器、馈线，所述H桥逆变电路包含S₁-S₄四个功率开关管，所述直流稳压电源、所述H桥逆变电路、所述LC滤波器、所述馈线顺次连接；所述信号处理及DSP控制包括信号调理及A/D转换、谐波提取、有源谐波控制、功率下垂控制、电压及电流控制、驱动及保护；所述信号调理及A/D转换分别连接所述谐波提取、所述功率下垂控制、所述电压及电流控制，所述谐波提取连接所述有源谐波控制，所述电压及电流控制连接所述驱动及保护。

2.根据权利要求1所述控制系统，其特征在于，所述直流稳压电源与所述H桥逆变电路的输入侧两端连接，所述H桥逆变电路左、右桥臂的中点分别引出电流联络线，所述电流联络线连接所述LC滤波器的电感电流输入端和电容电流输出端，所述LC滤波器的电容两端引出联络线通过所述馈线连接公共母线。

3.根据权利要求1或2所述控制系统的工作方法，其特征在于，具体步骤包括：

(1)在每个采样周期的起始点，启动信号调理及A/D转换，对逆变器馈线并网端电压u_pcc进行采样，通过谐波提取，进行滑窗傅里叶变换，得到第h次公共母线谐波电压u_pcch，再经过有源谐波控制，输出逆变器参考输出电压的特定次谐波分量u_refh；有源谐波控制计算公式为：

$u_{\mathrm{refh}}=K_G\underset{h=\mathrm{3,5,7,9,11}}{\mathrm{\Σ}}{G}_h{u}_{\mathrm{pcch}}$

其中，G_h为第h次谐波电压反馈系数；K_G为反馈增益调节系数；u_pcch为第h次公共母线谐波电压；

若公共母线电压和公共母线电流的畸变率过大，若干台逆变器启动有源滤波的辅助功能，设置1＜G_h＜∞，开启有源滤波辅助功能，逆变器对微电网进行电压和频率支撑，逆变器还同时吸收公共母线的特定频率次数的谐波电流；若公共母线电压和公共母线电流的畸变率在合理范围内，逆变器切除有源滤波辅助功能，设置G_h＝0，关闭有源滤波辅助功能，逆变器仅对微电网进行电压和频率支撑；

(2)将逆变器馈线并网端电压u_pcc、逆变器网侧电流i₂、参考电压幅值E^*、参考电压角频率ω^*输入功率下垂控制，计算输出逆变器参考输出电压基频分量u_reff；

(3)有源谐波控制得到的逆变器参考输出电压的特定次谐波分量u_refh和功率下垂控制得到的逆变器参考输出电压基频分量u_reff，合成为逆变器参考给定电压u_ref，并作为逆变器电压及电流控制的给定值，计算公式为：

u_ref＝u_reff+u_refh；

(4)采用准比例谐振控制器对基波电压及3、5、7、9、11次谐波电压实现无静差跟踪控制，将逆变器参考给定电压u_ref与逆变器馈线并网端电压u_pcc的差值通过准比例谐振控制器，输出滤波电感参考给定电流i_L ^*，计算公式为：

$i_L^{*}=(K_p+\underset{h=\mathrm{1,3,5,7,9,11}}{\mathrm{\Σ}}\frac{2k_{i,h}{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+h^2{\mathrm{\ω}}_c^2})(u_{\mathrm{ref}}-u_{\mathrm{pcc}})$

式中，K_p、k_i,h分别为准比例谐振控制器的比例系数和谐振增益，ω_c为准比例谐振控制的截止频率，s为复频率；

(5)增加滤波电感电流的比例反馈控制，将滤波电感参考给定电流i_L ^*与实际采样并经A/D转换后的滤波电感电流i_L形成的差值通过比例调节器，输出调制信号i_r；电流内环比例调节的计算公式为：

$i_r=K_C(i_L^{*}-i_L)$

式中，K_C为比例反馈控制调节的比例系数；

(6)调制信号i_r经驱动及保护，驱动H桥逆变电路S₁-S₄四个功率开关管的通断。

4.根据权利要求3所述工作方法，其特征在于，步骤(1)中，通过滑窗傅里叶变换法得到第h次公共母线谐波电压u_pcch，具体是指：

以每次采样值代替前一周期的采样值，在每一拍中均进行各次谐波的计算，提取第h次公共母线谐波电压u_pcch的滑窗傅里叶变换在z域中的传递函数为：

$H_{\mathrm{SDFT}}\left(z\right)=\frac{1-z^{-N}}{1-e^{j2\mathrm{\πh}/N}{z}^{-1}}$

式中，z为复变量，N为一个工频周期的采样点数，h为谐波次数。

5.根据权利要求3所述工作方法，其特征在于，步骤(2)所述功率下垂控制，具体步骤包括：

a、将采样的逆变器馈线并网端电压u_pcc构造成幅值相等、相角相差90°的正交信号，求取逆变器输出的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q：将逆变器馈线并网端电压u_pcc延时90°再乘以逆变器网侧电流i₂得瞬时无功功率q；将逆变器馈线并网端电压u_pcc乘以逆变器网侧电流i₂得到瞬时有功功率p，计算得到的瞬时有功功率p和瞬时无功功率q分别通过低通滤波器和带通滤波器得到逆变器输出平均有功功率P和平均无功功率Q，可表示为：

$\left\{\begin{array}{c}P=\frac{{\mathrm{\ω}}_o}{s+{\mathrm{\ω}}_o}p\\ Q={\mathrm{\ω}}_o\frac{s}{(s+{\mathrm{\τ}}^{-1})(s+{\mathrm{\ω}}_o)}q\end{array}\right.$

其中，τ为暂态下垂时间常数，ω₀为低通滤波器的截止频率，s为复频率；

b、下垂控制计算公式为：

$\left\{\begin{array}{c}E=E^{*}-n_{c}P\\ \mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}^{*}+m_{c}Q\end{array}\right.$

其中，m_c为无功下垂系数，n_c为有功下垂系数；E为逆变器参考输出电压基频分量u_reff的幅值，ω为逆变器参考输出电压基频分量u_reff的角频率；E^*为功率下垂控制的参考电压幅值，ω^*为功率下垂控制的参考电压角频率；

c、根据步骤b得到的E、ω，合成逆变器参考输出电压的基频分量u_reff：

u_reff＝Esin(ωt)

式中，t为时域量。