CN108471124B - 光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法 - Google Patents

Abstract

一种光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法，包括：将多台并网逆变器并联接入交直流混合微电网中，对于采用逆变器侧电流控制结构的逆变器，引入电容电压反馈，通过改变基波电流指令信号，模拟无源阻尼的效果，抑制LCL滤波电路的谐振峰，确保逆变器的稳定性；应用H‑infinity模型匹配技术设计电流内环控制器，用于追踪各次有源阻尼环附加谐波指令电流；选择PR控制器作为外环基波电流控制器，在PR控制器反馈回路加上有源阻尼环附加谐波指令电流实现逆变器侧电流中的基波分量与谐波分量的解耦控制。本发明的方法有效地解决光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制问题。

Description

光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法

技术领域

本发明涉及一种谐振抑制方法。特别是涉及一种光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法。

背景技术

谐振现象是一种广泛存在于自然界的物理现象，当激励源与系统的固有频率‘合拍’时，就会激发系统出现谐振现象，在频率特性曲线中表现为某一频率对应增益变大。

近年来，随着新能源发电在全世界范围内的广泛应用，并网逆变器的控制技术成为了一个重要的研究方向。通常，并网逆变器采用高频脉宽调制技术，在工程实际中由大量电力电子器件组成的电气网络非常容易满足谐振条件，从而导致进入电网的电流中存在大量开关频率附近的高次谐波，一般需要滤波器进行滤除。LCL滤波器相比于L型滤波器具有更理想的高次谐波滤除效果，并且可以减小电感L体积，从而常作为于大功率、低开关频率的并网设备。使用LCL滤波器的优势在于使逆变器工作在比较低的开关频率下而获得质量相对高的并网电流，但LCL自身就是一个谐振电路，而且使系统的阶数增加，其谐振将会对系统稳定性及并网电流波形产生较大的不利影响。为了应对系统中存在的对系统稳定性产生不良影响的欠阻尼甚至无阻尼特性，产生了两种抑制谐振峰值的技术方法，即无源阻尼法和有源阻尼法。无源阻尼法为了改善系统阻尼特性，在滤波器中并联或串联电阻，该方法的优势为操作简单，可靠性比较高，但由于其存在较大的额外损耗，其应用收到制约；有源阻尼法为了在获得与无源阻尼法相同抑制效果的同时不会带来额外损耗，其增加了额外的反馈控制。但是传统的有源阻尼方法也存在一定的缺陷，一是LCL滤波器参数变化后，有源阻尼法缺乏对参数摄动后系统的适应能力；二是传统有源阻尼法可能会对基波控制回路的控制效果产生不良影响。尤其是在接入交直流混合微电网等弱电网条件下，多机并联逆变器系统比单机系统将呈现更为复杂的谐振特性，此时并联逆变器间、并联逆变器集群系统与电网的交互而产生的谐振问题亟待解决。

infinity优化控制理论是对被研究控制系统的某些闭环性能指标的H-infinity范数进行优化而得到最优(次优)控制器的一种控制理论。该理论只需求解两个Riccati方程便可求得H-infinity优化控制器的解，其阶数等于广义被控对象的阶数。有关H-infinity控制理论的应用已经取得一些成果，其在现代电力系统中的应用也愈加广泛。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种实现光伏逆变器模拟有源电力滤波器工作的光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法。

本发明所采用的技术方案是：一种光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法，包括如下步骤：

1)将多台并网逆变器并联接入交直流混合微电网中，对于采用逆变器侧电流I_L1控制结构的逆变器，引入电容电压U_c反馈，通过改变基波电流指令信号I_ref(s)，相当在滤波电容两端虚拟出一个并联的虚拟电阻R_D，模拟无源阻尼的效果，抑制LCL滤波电路的谐振峰，确保逆变器的稳定性；

2)应用H-infinity模型匹配技术设计电流内环控制器G_c(s)，用于追踪各次有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)，I_AD(s)＝U_{c_h}(s)/R_D；

3)为消除对实际被控对象P建模时由于未考虑电网中的电压工频分量Upcc的扰动影响，而造成逆变器侧电流I_L1中的基波分量不能完全跟踪基波电流指令信号I_ref(s)的情况，选择PR控制器作为外环基波电流控制器，在PR控制器反馈回路加上有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)实现逆变器侧电流I_L1中的基波分量与谐波分量的解耦控制。

步骤1)中为使虚拟电阻R_D不影响基波电流的控制效果，在引入电容电压U_c反馈时，要滤除电容电压基波分量，提取出电容电压谐波分量U_{c_h}(s)；

是采用基于二阶广义积分器的陷波器G_f(s)来提取电容电压谐波分量U_{c_h}(s)，作为电容电压反馈信号，U_{c_h}(s)＝U_c(s)*G_f(s)，其中，G_f(s)为陷波器的传递函数，表示如下：

其中：k为陷波器频率系数；s为拉普拉斯算子；ω₀为电网基波角频率。

步骤2)是基于理想模型M(s)与实际被控对象P的状态方程，将模型匹配问题转化为H-infinity标准控制问题的形式，得到广义被控对象G，再通过MATLAB鲁棒控制工具箱求解出H-infinity控制器K(s)，得到电流内环控制器G_c(s)，具体是选择二阶高阻尼振荡环节作为理想模型M(s)：

式中，k_m为二阶高阻尼振荡环节增益大小；ω_m为二阶高阻尼振荡环节振荡频率；ξ为二阶高阻尼振荡环节阻尼系数，选为0.707；s为拉普拉斯算子；

设实际被控对象P的状态变量x₁＝I_L1，x₂＝U_c，x₃＝I_L2；控制信号u＝d，d为PWM调制信号；实际被控对象P的输出信号y＝I_L1；得到实际被控对象P的状态空间实现：

其中：I_L1为电感L₁中流过电流；I_L2为电感L₂中流过电流；R₁为电感L₁附加电阻；R₂为电感L₂附加电阻；U_c为电容两端电压；u_dc为直流侧电压；u为控制信号；y为被控对象输出信号；

进一步，得到广义被控对象G的状态空间实现：

x＝[x₁ x₂ … x_n]

z＝[v-y ρu]′

r＝[w-y]

其中：u为控制信号，w为输入信号，v为理想模型M(s)的输出信号，y为实际被控对象P的输出信号，e为模型匹配跟踪误差，ρ为控制量u的能量惩罚项权系数，r为量测输出量，z为被控输出信号。

本发明的光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法，在对谐振的抑制中，避免了传统无源阻尼法虽然简单可靠但是额外消耗功率的缺点，也避免了LCL滤波器增加了系统的阶数并且其谐振峰对系统的稳定性及并网电流波形产生影响的问题。本发明结合电容电压反馈的有源阻尼方法，基于H-infinity模型匹配技术设计了电流内环控制器G_c(s)，使逆变电路工作在一个具有谐波补偿能力的有源电力滤波器状态以抑制并网电流中的谐振电流分量，实现宽频带范围内的谐波追踪的同时，使电流内环的鲁棒性增强。与此同时，结合PR控制作为控制回路的外环，实现基波电流指令信号的无静差追踪。本发明的方法有效地解决光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制问题。

附图说明

图1为光伏逆变器经LCL滤波器并网结构图；

图2为采用逆变器侧电流控制的LCL型光伏逆变器控制框图；

图3为采用逆变器侧电流控制的LCL型光伏逆变器等效电路；

图4为模型匹配问题系统框图；

图5为模型匹配问题的H-infinity标准控制框图；

图6为光伏并网逆变器模拟APF等效电路图；

图7为光伏并网逆变器电路图；

图8为H-infinity模型匹配技术设计的电流控制回路等效闭环传递函数；

图9为外环PR基波电流控制框图；

图10为无电容电压反馈单机光伏并网逆变器谐振仿真结果；

图11为有电容电压反馈单机光伏并网逆变器谐振仿真结果；

图12为无电容电压反馈5台光伏并网逆变器谐振仿真结果；

图13为有电容电压反馈5台光伏并网逆变器谐振仿真结果。

具体实施方式

下面结合实施例和附图对本发明的光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法做出详细说明。

本发明的光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法，是基于H-infinity模型匹配技术设计了电流内环控制器G_c(s)，在内环通过实现宽频带范围的谐波追踪使逆变器模拟有源电力滤波器工作以抑制并网电流中谐振电流分量，使逆变器工作在一个具有谐波补偿能力的有源电力滤波器状态以抑制逆变器侧电流I_L1中的谐振电流分量。同时结合PR控制器作为外环，实现基波电流指令信号的无静差追踪。本发明的方法有效的平衡了谐振峰对系统的稳定性及并网电流波形产生的影响，实现了在不增加额外功率损耗的情况下进行谐振抑制。

本发明的多台逆变器并联接入交直流混合微电网的谐振抑制方法，包括如下步骤：

1)将光伏逆变器接入交直流混合微电网中，如图1所示，对于采用逆变器侧电流I_L1控制结构的逆变器，引入电容电压U_c反馈，如图2所示，通过改变基波电流指令信号I_ref(s)，相当在滤波电容两端虚拟出一个并联的虚拟电阻R_D，模拟无源阻尼的效果，抑制LCL滤波电路的谐振峰，确保逆变器的稳定性，其等效电路如图3所示；

为使虚拟电阻R_D不影响基波电流的控制效果，在引入电容电压U_c反馈时，要滤除电容电压基波分量，提取出电容电压谐波分量U_{c_h}(s)，是采用基于二阶广义积分器的陷波器G_f(s)来提取电容电压谐波分量U_{c_h}(s)，该陷波器会极大的衰减基波频率的电压电流分量，而使非工频的分量几乎可以在无损的情况下通过,用于生成有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)＝U_{c_h}(s)/R_D。作为电容电压反馈信号，U_{c_h}(s)＝U_c*G_f(s)，其中，G_f(s)为陷波器的传递函数，表示如下：

其中：k为陷波器频率系数；s为拉普拉斯算子；ω₀为电网基波角频率。

在指令电流中加入有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)：

R_D为虚拟电阻，U_{c_h}(s)为电容电压谐波分量；则加入虚拟电阻后，输出逆变器侧电流I_L1响应为：

G_out(s)为电流内环闭环传递函数；I_ref(s)为基波电流指令信号；I_AD(s)为有源阻尼环附加谐波指令电流；I_L1(s)为电感L₁中流过电流；G_c(s)为电流内环控制器；P(s)为实际被控对象的传递函数。

此时，逆变器的作用是既跟踪基波电流指令信号I_ref(s),又作为有源电力滤波器产生反向有源阻尼环附加谐波指令电流-I_AD(s)以反向抵消并网产生的谐振电流。

2)为了跟踪各频段的有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)＝U_{c_h}(s)/R_D，电流内环控制器G_c(s)需要使电流内环闭环传递函数有较大的带宽从而具备追踪谐波的能力。应用H-infinity模型匹配技术设计电流内环控制器G_c(s)，如图4所示，用于追踪各次有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)，I_AD(s)＝U_{c_h}(s)/R_D；是基于理想模型M(s)与实际被控对象P的状态方程，将模型匹配问题转化为H-infinity标准控制问题的形式，得到广义被控对象G，如图5所示，再通过MATLAB鲁棒控制工具箱求解出H-infinity控制器K(s)，得到电流内环控制器G_c(s)，具体是选择二阶高阻尼振荡环节作为理想模型M(s)：

式中，k_m为二阶高阻尼振荡环节增益大小；ω_m为二阶高阻尼振荡环节振荡频率；ξ为二阶高阻尼振荡环节阻尼系数，选为0.707；s为拉普拉斯算子；

设实际被控对象P的状态变量x₁＝I_L1，x₂＝U_c，x₃＝I_L2；控制信号u＝d；实际被控对象P的输出信号y＝I_L1；得到实际被控对象P的状态空间实现：

其中：I_L1为电感L₁中流过电流；I_L2为电感L₂中流过电流；R₁为电感L₁附加电阻；R₂为电感L₂附加电阻；U_c为电容两端电压；u_dc为直流侧电压；u为控制信号；y为被控对象输出信号；

进一步，得到广义被控对象G的状态空间实现：

x＝[x₁ x₂ … x_n]

z＝[v-y ρu]′

r＝[w-y]

其中：u为控制信号，w为输入信号，v为理想模型M(s)的输出信号，y为实际被控对象P的输出信号，e为模型匹配跟踪误差，ρ为控制量u的能量惩罚项权系数，r为量测输出量，z为被控输出信号。

模型匹配技术就是通过选择适当的控制器K(s)，使得实际被控对象P的闭环控制系统与理想模型M具有相似的频域特性与时域动态响应。通过选择理想模型M的参数，使期望频段的信号通过，而其余信号被抑制，使光伏逆变器模拟有源电力滤波器工作，如图6所示。由H-infinity基本问题的设计经验可知，利用求解Riccati方程而得到的H-infinity控制器，其阶数一般情况下与广义被控对象G的状态空间模型的阶数是一致的。广义被控对象G的阶数由理想模型M(s)与实际被控对象P决定，因此为尽量减小H-infinity控制器的阶数，理想模型M的阶数首先应当尽可能小，因此本发明选择二阶高阻尼振荡环节作为理想模型M(s)以降低H-infinity控制器的阶数。

3)为消除对实际被控对象P建模时由于未考虑电网中的电压工频分量U_pcc的扰动影响，而造成逆变器侧电流I_L1中的基波分量不能完全跟踪基波电流指令信号I_ref(s)的情况，选择PR控制器作为外环基波电流控制器，在PR控制器反馈回路加上有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)实现逆变器侧电流I_L1中的基波分量与谐波分量的解耦控制，来解决基波分量无静差跟踪问题。

模型匹配技术就是通过选择适当的控制器K(s)，使得实际被控对象P的闭环控制系统与理想模型M具有相似的频域特性与时域动态响应，在图8中电流I_L1的闭环输出响应可认为是指令电流I_ref(s)-I_AD(s)经过一个二阶低通滤波器后的输出响应，对于仅考虑谐波指令I_AD(s)跟踪时且电网电压仅存在工频分量条件下，图7中电路在谐波通路下U_pcc＝0可以认为是电网侧处短路状态，那么在图8中U_pcc亦为零因而可以实现有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)的无静差追踪。但存在的问题是被控对象P建模时由于未考虑电网中的电压工频分量U_pcc的扰动影响，不能有效抑制扰动量U_pcc对I_L1中基波分量的影响，如图8所示，U_pcc不为零时将通过H(s)影响电流I_L1的基波分量大小，H(s)为电网电压单独作用时到电流I_L1的传递函数。

为了解决基波信号无静差跟踪问题，让H-infinity控制器K(s)作为电流内环控制器G_c(s)的同时，选择PR控制器作为外环基波电流控制器就可以实现基波电流指令信号的无静差追踪，控制结构图如图9所示，在PR控制器反馈回路加上I_AD(s)实现逆变器侧电流I_L1中的基波分量与谐波分量的解耦控制。

最后，对本发明的光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法进行仿真验证。仿真所用LCL电路参数及控制器参数如表1所示。

表1仿真算例参数

当仅有1台逆变器并网运行时，指令电流信号I_ref出现由20A到30A的一个阶跃上升，电网侧并网电流I_L2的暂态波形如图10，存在较大的暂态谐振电流。图11为在相同工况下采用本专利所提出方法电网侧并网电流I_L2的暂态波形，可见谐振分量得到明显抑制。

图12为无电容电压反馈5台光伏并网逆变器谐振仿真结果，逆变器1与逆变器2的指令电流I_ref1与I_ref2分别在t＝0.1s与t＝0.2s出现阶跃扰动时，光伏逆变器1与逆变器2并网电流会出现由于自身电流指令扰动造成的内部谐振电流分量与其它电流指令扰动造成的并联谐振电流分量。图13为采用本专利所提方法的对照组，可见不论是串联谐振分量还是并联谐振分量均得到明显抑制。

Claims (2)

1.一种光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法，其特征在于，包括如下步骤：

1)将多台并网逆变器并联接入交直流混合微电网中，对于采用逆变器侧电流I_L1控制结构的逆变器，引入电容电压U_c反馈，通过改变基波电流指令信号I_ref(s)，相当在滤波电容两端虚拟出一个并联的虚拟电阻R_D，模拟无源阻尼的效果，抑制LCL滤波电路的谐振峰，确保逆变器的稳定性；为使虚拟电阻R_D不影响基波电流的控制效果，在引入电容电压U_c反馈时，要滤除电容电压基波分量，提取出电容电压谐波分量U_{c_h}(s)；

加入虚拟电阻后，输出逆变器侧电流I_L1响应为：

G_out(s)为电流内环闭环传递函数；I_ref(s)为基波电流指令信号；I_AD(s)为有源阻尼环附加谐波指令电流；I_L1(s)为电感L₁中流过电流；G_c(s)为电流内环控制器；P(s)为实际被控对象的传递函数；

2)应用H-infinity模型匹配技术设计电流内环控制器G_c(s)，用于追踪各次有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)，I_AD(s)＝U_{c_h}(s)/R_D；

具体是基于理想模型M(s)与实际被控对象P的状态方程，将模型匹配问题转化为H-infinity标准控制问题的形式，得到广义被控对象G，再通过MATLAB鲁棒控制工具箱求解出H-infinity控制器K(s)，得到电流内环控制器G_c(s)，具体是选择二阶高阻尼振荡环节作为理想模型M(s)：

式中，k_m为二阶高阻尼振荡环节增益大小；ω_m为二阶高阻尼振荡环节振荡频率；ξ为二阶高阻尼振荡环节阻尼系数，选为0.707；s为拉普拉斯算子；

设实际被控对象P的状态变量x₁＝I_L1，x₂＝U_c，x₃＝I_L2；控制信号u＝d，d为PWM调制信号；实际被控对象P的输出信号y＝I_L1；得到实际被控对象P的状态空间实现：

其中：I_L1为电感L₁中流过电流；I_L2为电感L₂中流过电流；R₁为电感L₁附加电阻；R₂为电感L₂附加电阻；U_c为电容两端电压；u_dc为直流侧电压；u为控制信号；y为被控对象输出信号；

进一步，得到广义被控对象G的状态空间实现：

x＝[x₁ x₂ … x_n]

z＝[v-y ρu]′

r＝[w-y]

其中：u为控制信号，w为输入信号，v为理想模型M(s)的输出信号，y为实际被控对象P的输出信号，e为模型匹配跟踪误差，ρ为控制量u的能量惩罚项权系数，r为量测输出量，z为被控输出信号；

3)为消对实际被控对象P建模时由于未考虑电网中的电压工频分量Upcc的扰动影响，而造成逆变器侧电流I_L1中的基波分量不能完全跟踪基波电流指令信号I_ref(s)的情况，选择PR控制器作为外环基波电流控制器，在PR控制器反馈回路加上有源阻尼环附加谐波指令电流I_AD(s)实现逆变器侧电流I_L1中的基波分量与谐波分量的解耦控制。

2.根据权利要求1所述的光伏逆变器接入交直流混合微电网的谐振抑制方法，其特征在于，是采用基于二阶广义积分器的陷波器G_f(s)来提取电容电压谐波分量U_{c_h}(s)，作为电容电压反馈信号，U_{c_h}(s)＝U_c(s)*G_f(s)，其中，G_f(s)为陷波器的传递函数，表示如下：

其中：k为陷波器频率系数；s为拉普拉斯算子；ω₀为电网基波角频率。

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