CN106877399A - 一种单相lcl型并网逆变器双环控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，包括以下步骤：S1：入网电流实测值与入网电流参考值求差后，经重复模糊RP控制器得到滤波电容电流参考值；S2：滤波电容电流实测值与滤波电容电流参考值求差后，经内环比例控制器得到电流控制值；S3：电流控制值输入到SPWM模块，得到四个开关驱动信号，控制单相LCL型并网逆变器中开关器件的关断和导通；所述内环比例控制器的比例参数K_c与振荡环节的阻尼比成正比例关系。与现有技术相比，本发明能够在保证系统稳定的前提下，提高入网电流的波形质量、跟踪精度和功率因数，同时有利于对桥臂开关管的保护，保证整个逆变器系统安全可靠的运行。

Description

一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法

技术领域

本发明涉及逆变器控制领域，尤其是涉及一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法。

背景技术

现代社会随着经济发展和能源消耗，传统的化石能源造成的污染以及其自身的枯竭问题已经不可避免，人类把更多的目光放在可再生能源上。风能和太阳能则是干净无污染的新能源，蕴含量丰富，为首要之选。而逆变器技术，则是新能源接入电网过程中极其重要的技术之一。

逆变器是微电网并网的关键器件，并网逆变器的控制技术也逐渐成为微电网并网的重点。并网逆变器的控制根据控制对象可以大致分为三类：电流控制、电压控制、模拟同步电机控制，其中常见的是并网逆变器的电流控制。电流控制是指控制入网电流完成对电网电压同频同相的跟踪，同时满足系统输出的功率因数cos为1，且使入网电流的谐波畸变应尽量小。因此对逆变器并网系统中的滤波器设计至关重要。与L型、LC型滤波器相比，LCL型滤波器具有体积小、成本小、损耗小的优点，且对高频谐波电流有较好的衰减作用，同时LCL型滤波器是三阶系统因阻尼较小，其引起的谐振问题成为目前研究的热点。

逆变器电流控制策略常见的有PI控制、PR控制、重复控制、无差拍控制，滞环控制等。PI环节在提高系统快速性的同时也存在相位误差。PR环节用以消除相位误差，但是PR控制器参数难以调整，无法自适应调节外界干扰对系统性能的影响。LCL型逆变器系统的复杂性以及传统电流控制的局限性，因此，研究LCL滤波器下的并网逆变器控制方法具有重要的理论和实际意义。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的LCL型并网逆变器是一个三阶多变量系统、入网电流单环控制难以满足系统的稳定性的缺陷，而提供一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，该方法能够在保证系统稳定的前提下，提高入网电流的波形质量、跟踪精度和功率因数，同时有利于对桥臂开关管的保护，保证整个逆变器系统安全可靠的运行。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：

一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法包括以下步骤：

S1：入网电流实测值与入网电流参考值求差后，经重复模糊RP控制器得到滤波电容电流参考值；

S2：滤波电容电流实测值与滤波电容电流参考值求差后，经内环比例控制器得到电流控制值；

S3：电流控制值输入到SPWM模块，得到四个开关驱动信号，控制单相LCL型并网逆变器中开关器件的关断和导通；

所述内环比例控制器的比例参数K_c与振荡环节的阻尼比成正比例关系，K_c取值范围为0.12-0.30。

所述比例参数K_c取值为0.20。

所述重复模糊PR控制器包括重复控制器和模糊PR控制器，所述步骤S1中，入网电流实测值与入网电流参考值的差值e分别经过重复控制器和模糊PR控制器后，对应得到第一电流值和第二电流值，第一电流值和第二电流值相加得到滤波电容电流参考值。

所述重复控制器的传递函数G(z)满足以下公式；

其中，z^-N为延时环节，N为一个周期内采样次数，滤波器Q(z)为小于1的常数，G_c(z)为补偿器，用以提供相位补偿和幅值补偿；

所述补偿器G_c(z)满足公式：G_c(z)＝K_r*z^k*S(z)，其中，K_r为重复控制增益，取小于1或等于1的常数，S(z)为二阶滤波器，z^k为超前环节，上标系数k取正整数。

所述滤波器Q(z)取值为0.95，重复控制增益K_r取值为1，二阶滤波器S(z)的截止频率取值为6500rad/s，阻尼系数取值为0.7，上标系数k取值为5。

所述模糊PR控制器的处理过程为：

1)获取差值e的差值变化率de；

2)将差值e和差值变化率de输入模糊控制器得到比例增益变化量ΔK_P和谐振增益变化量ΔK_R；

3)得到在线调整后的RP控制器的比例系数K_P和谐振系数K_R，K_P＝K_P0+ΔK_P·K，K_R＝K_R+ΔK_R·K，K_P0为单一RP控制器控制下的比例系数，K_R0为单一RP控制器控制下的谐振系数，K为影响因子；

4)将差值e输入基于比例系数K_P和谐振系数K_R的PR控制器，得到第二电流值。

所述PR控制器的传递函数G_PR(s)满足以下公式：

其中，ω₀为谐振角频率，与电网的基波角频率有关。

所述单一RP控制器控制下的比例系数K_P0取值范围为0.8-2.3，单一RP控制器控制下的谐振系数K_R0取值范围为30-50。

所述单一RP控制器控制下的比例系数K_P0取值为1.15，单一RP控制器控制下的谐振系数K_R0取值为41.6。

与现有技术相比，如比例积分控制及准谐振控制，本发明具有以下优点：

1、内环采用比例调节增加系统阻尼以抑制高频谐振问题，外环控制可实现对入网电流的直接控制，并且外环控制采用重复+模糊PR控制，在基波处可实现无穷大增益，能够有效跟踪交流指令信号，有利于提高入网电流的控制精度，基本实现无静差跟踪，并且提高了入网电流的功率因数。

2、采用双环控制增大了系统阻尼，有效抑制了系统谐振峰值，提高了系统稳定性，相比于传统的PI控制和准谐振控制，在相同参数条件下，系统具有更大的稳定裕度，可靠性大大增强。

3、本发明提出的基于新型电流控制的LCL并网逆变器双环控制方法，拥有控制精度高，跟踪效果好，功率因数高以及系统可靠性强等优点，适合于太阳能发电、风力等新能源并网系统，并且可推广到其它单相或者三相并网逆变器的控制方法当中。

4、本发明方法中针对控制参数进行合理设计，特别地，比例参数K_c取值为0.20，可以对LCL滤波器实现从欠阻尼到过阻尼全范围内的阻尼，且不会产生能耗，对高频谐波的衰减依然保持较好的能力，单一RP控制器控制下的比例系数K_P0取值为1.15，谐振系数K_R0取值为41.6，K_P0影响系统比例增益，增大其值可以加快系统响应速度，提高精度；K_R0影响系统谐振峰值和带宽，增大其值可以减小系统稳态误差，起着和谐振系数相似的作用，从而使得系统中各个控制器之间相互配合，不仅达到更好的单相LCL并网逆变器的输出电流电压质量，而且通用性强，操作简单易于实现，具备相当的良好的稳定性和鲁棒性，可直接应用于不同的新能源并网系统中。

附图说明

图1为单相LCL型并网逆变器系统的电路拓扑结构图；

图2为本发明方法的控制框图；

图3为PR控制器和PI控制器的伯德图；

图4为重复控制框图；

图5为系统加入重复控制前后的对比伯德图；

图6为系统的模糊PR控制框图；

图7为本发明方法控制下电压与电流波形图；

图8为指令电流突变时重复PR控制下入网电流波形图；

图9为指令电流突变时本发明方法控制下入网电流波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。本实施例以本发明技术方案为前提进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

单相LCL型并网逆变器系统如1所示，包括依次连接的直流输入电压源U_dc、基于高频开关脉宽调制控制的单相逆变器(包括开关管Q1-Q4)、LCL滤波器(包括连接逆变桥侧的电感L₁、滤波电容C和连接电网的电感L₂)，以及用于检测滤波电容支路电流i_c和入网电流i_grid的入检测变送器，其中，Us为并网电压，r₁、r₂为滤波电感的等效寄生电阻，微网新能源中的发电机用直流输入电压源U_dc替代，将网侧电压Us看作扰动变量，将入网电流i_grid看作输出变量，逆变器输出电压Uo看作输入变量，可以得到入网电流i_grid与逆变器输出电压Uo的函数表达式：

G(s)＝[L₁L₂Cs³+(r₂L₁+r₁L₂)Cs²+(L₁+L₂+r₁r₂C)s+r₁+r₂]^-1

如图2所示，一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法包括以下步骤：

S1：入网电流实测值与入网电流参考值求差后，经重复模糊RP控制器得到滤波电容电流参考值；

PR环节用以消除相位误差，模糊控制在线调节系统干扰的影响，重复控制对周期性扰动具有良好的抑制能力，实现系统高电能质量并网。

重复模糊PR控制器包括重复控制器和模糊PR控制器，步骤S1中，入网电流实测值与入网电流参考值的差值e分别经过重复控制器和模糊PR控制器后，对应得到第一电流值和第二电流值，第一电流值和第二电流值相加得到滤波电容电流参考值。

重复控制器的传递函数G(z)满足以下公式；

其中，z^-N为延时环节，N为一个周期内采样次数，若电网基波频率50Hz，采样频率为10kHz，则周期采样次数N＝200；滤波器Q(z)为小于1的常数，通常取经验值0.95，G_c(z)为补偿器，用以提供相位补偿和幅值补偿；

补偿器G_c(z)满足公式：G_c(z)＝K_r*z^k*S(z)，其中，

K_r为重复控制增益，常用于补偿幅值，在单相并网系统中通常取小于1或等于1的常数根据开环谐振峰值，取K_r＝1较合适；

S(z)为重复控制器的滤波器。设计为S(z)为二阶低通滤波器。由图5看出，由于电容电流反馈已滤除了被控对象的谐振峰值，故无需引入陷波器。陷波器在高频谐波抑制能力较弱，引入一个二阶低通滤波器S₂(z)，截止频率选取6500rad/s，阻尼系数0.7，有：

离散化可得：

z^k为超前环节，上标系数k取正整数，图5为系统加入重复控制前后的对比伯德图，由图可知，重复控制系统存在相位滞后，利用超前环节z^k补偿，超前环节作为相位补偿环节以补偿由逆变器控制对象P(z)和滤波器S(z)所引入的总相位滞后，在中低频段超前环节能实现较好的相位补偿。本文选取k＝5。由图5可知，系统在采用重复控制后中低频段增益稳定且频率范围较宽、高频段衰减快速，具有良好的稳定性和鲁棒性。

模糊PR控制器的处理过程为：

1)获取差值e的差值变化率de；

2)将差值e和差值变化率de输入模糊控制器得到比例增益变化量ΔK_P和谐振增益变化量ΔK_R；ΔK_P和ΔK_R的模糊控制规则如下表所示：

3)得到在线调整后的RP控制器的比例系数K_P和谐振系数K_R，K_P＝K_P0+ΔK_P·K，K_R＝K_R+ΔK_R·K，K_P0为单一RP控制器控制下的比例系数，K_R0为单一RP控制器控制下的谐振系数，K为影响因子；

4)将差值e输入基于比例系数K_P和谐振系数K_R的PR控制器，得到第二电流值。

PR控制器的传递函数G_PR(s)满足以下公式：

其中，ω₀为谐振角频率，与电网的基波角频率有关。

单一RP控制器控制下的比例系数K_P0取值范围为0.8-2.3，单一RP控制器控制下的谐振系数K_R0取值范围为30-50。K_P0影响系统比例增益，增大其值可以加快系统响应速度，提高精度；K_R0影响系统谐振峰值和带宽，增大其值可以减小系统稳态误差，起着和谐振系数相似的作用。

S2：滤波电容电流实测值与滤波电容电流参考值求差后，经内环比例控制器得到电流控制值。

内环比例控制器的比例参数K_c与振荡环节的阻尼比成正比例关系，K_c取值范围为0.12-0.30。

S3：电流控制值输入到SPWM模块，得到四个开关驱动信号，控制单相LCL型并网逆变器中开关器件的关断和导通，进而控制并网逆变器系统入网电流的幅值和相位以及入网电流质量。

为说明本发明的正确性和可行性，对一台LCL型单相并网逆变器系统进行仿真验证。仿真参数为：直流电压源电压400V，电网电压有效值220V，SPWM的开关频率为10KHz，LCL滤波器参数为L1＝5mH，L2＝2mH，C＝15uF。指令电流为30A。PR控制参数为K_P0＝1.15，K_R0＝41.6，K_c＝0.20。

附图3显示了PI和PR控制器对比伯德图。附图4为重复控制系统结构图，图中：d为周期性扰动，r正弦信号，u为反馈信号，y是逆变器输出电压，P(z)为控制对象，在并网系统中为空载逆变器传递函数。对于LCL型并网逆变器的三阶系统而言，可以采用二阶系统对其动态性能进行近似分析，因此采用极点配置估算高阶系统性能，配置理想极点为：

s₃＝-hξω_n

式中：ξ为期望的阻尼比，ω_n为系统期望的自然频率。h为常数，h的取值反映了二阶系统等效三阶系统动态性能的近似程度。

故系统被控对象为：

闭环控制系统的伯德图附图5所示。取参数为ω_n＝6500rad/s，ξ＝0.7。

附图6显示了系统的模糊PR控制框图。根据逆变器的数学模型，确定PR控制参数的初始值K_P0和K_R0。模糊控制器的输入为指令电流i_ref和入网电流i_grid的误差e与误差de，输出为对PR控制参数K_P和K_R的改变量ΔK_P和ΔK_R。模糊规则根据K_P和K_R的控制作用来制定。

附图7显示了入网电流和并网电网电压，从附图7中可以看出，系统在新型复合控制下网侧电压和电流基本同相位，并且在谐振频率处没有出现谐振峰，在相同条件下，新型电流控制(基于模糊PR+重复的电流双环控制)下的电流THD值为0.88％，而重复PR控制下的电流THD值为1.65％，前者电流质量明显好于后者，证明在稳态条件下，新型电流控制效果明显优于重复PR控制。采用新型电流控制，可以增大系统阻尼，增加系统稳定性，实现了单位功率因数并网的目标，提高了系统的静态性能。

附图8、图9分别显示不同指令电流下新型电流控制(基于模糊PR+重复的电流双环控制)和重复PR控制下的跟踪误差。由图可知，在0.035s新型控制入网电流波动小于重复PR控制。同时，重复PR控制入网电流跟踪上指令电流约需0.01s，而新型控制入网电流在0.003s后可以跟踪上指令电流，使系统稳定。表明了在参数完全相同的情况下，新型电流控制控制下的入网电流稳态误差要远小于重复PR控制，提高了系统的动态性能。

Claims (9)

1.一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：入网电流实测值与入网电流参考值求差后，经重复模糊RP控制器得到滤波电容电流参考值；

S2：滤波电容电流实测值与滤波电容电流参考值求差后，经内环比例控制器得到电流控制值；

S3：电流控制值输入到SPWM模块，得到四个开关驱动信号，控制单相LCL型并网逆变器中开关器件的关断和导通；

所述内环比例控制器的比例参数K_c与振荡环节的阻尼比成正比例关系，K_c取值范围为0.12-0.30。

2.根据权利要求1所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，所述比例参数K_c取值为0.20。

3.根据权利要求1所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，所述重复模糊PR控制器包括重复控制器和模糊PR控制器，所述步骤S1中，入网电流实测值与入网电流参考值的差值e分别经过重复控制器和模糊PR控制器后，对应得到第一电流值和第二电流值，第一电流值和第二电流值相加得到滤波电容电流参考值。

4.根据权利要求3所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，所述重复控制器的传递函数G(z)满足以下公式；

$G\left(z\right)=\frac{z^{-N}{G}_c\left(z\right)}{1-Q\left(z\right)z^{-N}}$

其中，z^-N为延时环节，N为一个周期内采样次数，滤波器Q(z)为小于1的常数，G_c(z)为补偿器，用以提供相位补偿和幅值补偿；

所述补偿器G_c(z)满足公式：G_c(z)＝K_r*z^k*S(z)，其中，K_r为重复控制增益，取小于1或等于1的常数，S(z)为二阶滤波器，z^k为超前环节，上标系数k取正整数。

5.根据权利要求4所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，所述滤波器Q(z)取值为0.95，重复控制增益K_r取值为1，二阶滤波器S(z)的截止频率取值为6500rad/s，阻尼系数取值为0.7，上标系数k取值为5。

6.根据权利要求3所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，所述模糊PR控制器的处理过程为：

1)获取差值e的差值变化率de；

2)将差值e和差值变化率de输入模糊控制器得到比例增益变化量ΔK_P和谐振增益变化量ΔK_R；

3)得到在线调整后的RP控制器的比例系数K_P和谐振系数K_R，K_P＝K_P0+ΔK_P·K，K_R＝K_R+ΔK_R·K，K_P0为单一RP控制器控制下的比例系数，K_R0为单一RP控制器控制下的谐振系数，K为影响因子；

4)将差值e输入基于比例系数K_P和谐振系数K_R的PR控制器，得到第二电流值。

7.根据权利要求6所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，所述PR控制器的传递函数G_PR(s)满足以下公式：

$G_{PR}\left(s\right)=K_P+\frac{2K_{R}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_0^2}$

其中，ω₀为谐振角频率，与电网的基波角频率有关。

8.根据权利要求6所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，所述单一RP控制器控制下的比例系数K_P0取值范围为0.8-2.3，单一RP控制器控制下的谐振系数K_R0取值范围为30-50。

9.根据权利要求8所述的一种单相LCL型并网逆变器双环控制方法，其特征在于，所述单一RP控制器控制下的比例系数K_P0取值为1.15，单一RP控制器控制下的谐振系数K_R0取值为41.6。