CN111740635A - 一种单相lc型逆变器的双环控制方法 - Google Patents

一种单相lc型逆变器的双环控制方法 Download PDF

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CN111740635A CN202010722855.0A CN202010722855A CN111740635A CN 111740635 A CN111740635 A CN 111740635A CN 202010722855 A CN202010722855 A CN 202010722855A CN 111740635 A CN111740635 A CN 111740635A
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Abstract

本发明涉及逆变器控制领域，公开了一种单相LC型逆变器的双环控制方法，将逆变器输出滤波电容上的电压值与输入参考电压指令值相比较，所得到的误差信号输入多重比例谐振控制器，控制器的输出作为输出滤波电感电流的指令值，检测逆变器输出滤波电感电流值与其指令值进行比较得到的误差信号输入比例谐振控制器，控制器的输出加上输出电压的瞬时值，得到逆变器的调制波，与载波比较后产生PWM波输入逆变器得到正弦波形。本发明所提多重比例谐振双环控制可以保证系统具有良好的稳态波形质量和动态响应速度，并保持较小的电压超调，适用于新能源发电、UPS电源等多种逆变场景，也可以推广到其他单相或者三相逆变器的控制方法中。

Description

一种单相LC型逆变器的双环控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术技术领域，特别涉及一种单相LC型逆变器的双环控制方法
背景技术
随着现代工业、交通、国防等领域的高速发展，需要大量各种类型的电力电子变换装置，用来将一种电压、电流、频率、相位和波形的电能变换为另一种电压、电流、频率、相位和波形的电能，从而对用电设备供电，使用电设备处于各自理想的最佳工作状态。电力电子技术是一门综合了电力技术，电子技术和控制技术的新兴交叉学科，其基本原理是利用半导体电力开关器件组成开关电路电力开关电路，并按一定的规律实时、适时地控制开关器件的导通和断开，经济有效地实现对电压、电流、频率、相位和波形的变换和控制。经过了半个多世纪发展，电力电子技术已经发展成为一门具有完整体系的独立学科。
逆变器是一种将直流电变换为交流电的电力电子装置，它在电力电子及相关领域中都有着广泛的应用。逆变器的电路结构繁多，从不同的角度出发有不同的分类方法：依据直流侧电源性质的不同可分为两种，直流侧是电压源的被称为电压源型逆变器，直流侧是电流源的被称为电流源型逆变器。依据逆变电路的结构的不同，可被分为单相半桥、单相全桥、推挽式和三相桥式逆变器。依据开关器件及其关断(换流)方式的不同，可被分为自关断型换流逆变器(采用全控型开关器件的)和采用晶闸管半控型开关的强迫开关(换流)晶闸管逆变器两类。依据输出相数的不同，可被分为单相和三相逆变器。依据输出电压的电平级数的不同，可被分为两电平逆变器和多电平逆变器。依据所接滤波器类型可分为L型逆变器，LC型逆变器和LCL型逆变器。
早期的逆变器采用模拟控制，而模拟控制存在着诸如系统可靠性不高、控制精度低、器件存在老化和温飘现象等诸多缺点。随着超大规模集成电路的飞速发展，微处理器的性能也日益提高，成本不断降低，全数字化控制取代模拟控制成为逆变器的主要的发展方向。现有的逆变器的控制方法存在的主要问题是高频化、数字化下存在采样计算延时、存在较多3次和5次谐波分量、量化误差较大。
发明内容
本发明的目的是提供一种单相LC型逆变器的双环控制方法，具有提供了一种基于比例谐振的双环控制方法，该方法能够在保证系统稳定的前提下，实现了低次谐波含量的抑制，提高了逆变器输出波形质量和跟踪精度的效果。
本发明的上述技术目的是通过以下技术方案得以实现的：包括以下步骤：
S1.获取逆变器输出滤波电容电压u0、输出滤波电感电流iL和输出电压指令
Figure BDA0002600647200000011
S2.将所述输出电压指令
Figure BDA0002600647200000021
减去所述输出滤波电容电压u0，得到输出电压误差信号；
S3.将步骤S2中得到的输出电压误差信号输入到多重比例谐振控制器GPRv(s)，得到输出滤波电感电流指令
Figure BDA0002600647200000022
S4.将步骤S3中得到的输出滤波电感电流指令
Figure BDA0002600647200000023
减去所述输出滤波电感电流iL，得到输出滤波电感电流误差信号；
S5.将步骤S4中得到的所述输出滤波电感电流误差信号输入到比例谐振控制器GPRi(s)，得到调制电压uam；
S6.将步骤S5得到的调制控制电压uam叠加输出电压的瞬时值得到所述逆变器的调制波；
S7.将步骤S6中得到的调制波与载波进行比较，获得逆变器开关控制信号，逆变器开关控制信号控制逆变器中多个功率开关的通断动作。
本发明的进一步设置为：在步骤S3中将所述输出电压误差信号输入到多重比例谐振控制器，得到输出滤波电感电流指令，多重比例谐振控制器GPRv(s)的表达式为：
Figure BDA0002600647200000024
并满足以下s域计算公式：
Figure BDA0002600647200000025
其中Kpv是电压环比例系数，Krvk是电压环谐振系数，其中k可以取1、3、5分别表示电压环谐振系数Krv、电压环三次谐振系数Krv3和电压环五次谐振系数Krv5，ωc是谐振控制器的截止角频率，ω0是输出电压角频率，
Figure BDA0002600647200000026
是输出电压指令，u0是输出滤波电容电压，
Figure BDA0002600647200000027
是输出滤波电感电流指令，s为复频域中的复频率变量。
本发明的进一步设置为：所述电压环比例系数的取值范围Kpv为：0-10。
本发明的进一步设置为：在步骤S5中将所述输出电压误差信号输入到比例谐振控制器，得到输出滤波电感电流指令多重比例谐振控制器GPRi(s)的表达式为：
Figure BDA0002600647200000028
并满足以下s域计算公式：
Figure BDA0002600647200000029
其中Kpi是电流环比例系数、Kri电流环谐振系数和ωc是谐振控制器的截止角频率，ω0是输出电压角频率，
Figure BDA00026006472000000210
是输出滤波电感电流指令，iL是输出滤波电感电流，uam是调制控制信号。
本发明的进一步设置为：所述电流环比例系数的取值方法如下：
A1.计算数字控制延时环节Gd(s)，计算公式如下：
Figure BDA0002600647200000031
其中，τ＝1.5T，T为采样频率的倒数；
A2.绘制根轨迹图，通过Gd(s)在根轨迹上确定Kpi的范围；
A3.作不同取值下的系统Bode图，在幅值裕度不小于6dB，相角裕度在30°-60°之间的条件下选择一个Kpi。
本发明的有益效果是：
1.PR控制不仅能在谐振频率处得到无穷大的增益，实现无静差跟踪，还可以针对特定次数的谐波对控制器进行配置，达到消除特定次数谐波的目的。采用双环控制增大了系统阻尼，提高了系统的稳定性，使系统具有更大的稳定裕度。电压外环采用多重PR控制器，既可以利用基波PR控制器调节输出电压的精度，使电压输出稳态误差为零。又可以借助谐波谐振控制器的选择补偿功能来消除谐波，得到较好的波形质量。同时利用电感电流内环的抗扰动性来抵抗负载的变化对输出电压的影响，提高了逆变器控制系统的性能。
2.本发明实施例电压外环采用多重比例谐振(PR)控制器，电流内环采用PR控制器，实现了电压电流双环控制，提高了逆变器控制系统的性能。PR控制器参数则需针对于系统各参数进行合理整定，从而使得系统各个控制器之间相互配合。通常以基准电压来设计控制器参数，当直流母线电压变化时，系统的开环增益会增大或减小相应倍数。这个变化的系数可以等效为控制器参数的变化，因此，只要保证系统的开环传递函数在基波频率处的增益足够大、稳定裕度足够高，就可以基本无静差跟踪控制输出电压，适应于宽输入电压情况
3.本发明是基于比例谐振的单相逆变器控制方法，拥有控制精度高，跟踪性好，功率因数高以及系统可靠性强等优点，适用于新能源发电、UPS电源等场景，并且可推广至其他单相或者三相逆变器的控制方法当中。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是单相电压型逆变器的主电路图；
图2是单相逆变器连续时间模型控制框图；
图3是本发明实施例提供的逆变器的控制方法的流程图；
图4是本发明实施例提供的逆变器的控制方法的控制原理图；
图5是本发明中考虑控制延时后逆变器的控制框图；
图6是本发明中忽略控制延时后逆变器的控制框图；
图7(a)是本发明实施例电流内环PR控制器比例控制器设计的根轨迹，图7(b)本发明实施例电流内环PR控制器比例控制器幅频特性；
图8(a)是采用PI双环控制方案的输出仿真结果，图8(b)是采用PR双环控制方案的输出仿真结果。
具体实施方式
下面将结合具体实施例对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。
本发明的总体思路如下：
先将输出电压指令
Figure BDA0002600647200000041
减去输出滤波电容电压u0，得到输出电压误差信号；将得到的输出电压误差信号输入多重比例谐振(PR)控制器，控制器的输出作为输出滤波电感电流指令；再将输出滤波电感电流指令
Figure BDA0002600647200000042
减去输出滤波电感电流iL，得到输出滤波电感电流误差信号；将得到的输出滤波电感电流误差信号输入比例谐振(PR)控制器，控制器的输出加上输出电压的瞬时值得到逆变器的调制波；将得到的逆变器的调制波与载波比较后产生PWM波输入逆变器，逆变器输出正弦波形。
为了更好地理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明。
在对本发明实施例进行说明之前，先对单相逆变器的结构进行说明：参见图1，是逆变器直流侧电压源；其中，L和C组成逆变器的输出滤波器，r是考虑线路电阻、滤波电感电阻，死区效应以及开关管导通压降等因素的综合等效电阻，ui是逆变器输出的PWM电压，u0是滤波电容电压(也即输出电压)，Z0是负载等效阻抗，iL是流过滤波电感的电流，ic是流过滤波电容电流，i0是负载电流，T1是单相全桥逆变电路1号开关管，T2是单相全桥逆变电路2号开关管，T3是单相全桥逆变电路3号开关管，T4是单相全桥逆变电路4号开关管，T1、T4组成一对桥臂,T2、T3组成另一对桥臂。VD1是T1对应续流二极管，VD2是T2对应续流二极管，VD3是T3对应续流二极管，VD4是T4对应续流二极管。
参见图2，把负载电流i0看作外在的扰动，可以得到一个简单的逆变器连续时间数学模型。该模型不依赖于负载类型，便于分析设计。
参见图3和图4，本发明实施例提供的逆变器的控制方法，包括：
S1.获取逆变器输出滤波电容电压u0、输出滤波电感电流iL和输出电压指令
Figure BDA0002600647200000043
S2.将所述输出电压指令
Figure BDA0002600647200000044
减去所述输出滤波电容电压u0，得到输出电压误差信号；
S3.将步骤S2中得到的输出电压误差信号输入到多重比例谐振控制器GPRv(s)，得到输出滤波电感电流指令
Figure BDA0002600647200000051
在步骤S3中将所述输出电压误差信号输入到多重比例谐振控制器，得到输出滤波电感电流指令，多重比例谐振控制器GPRv(s)的表达式为：
Figure BDA0002600647200000052
并满足以下s域计算公式：
Figure BDA0002600647200000053
其中Kpv、Krvk和ωc为控制器的参数，Kpv是电压环比例系数，Krvk是电压环多次谐振系数，其中k可以取1、3、5用以分别表示电压环谐振系数Krv、电压环三次谐振系数Krv3和电压环五次谐振系数Krv5，ωc是谐振控制器的截止角频率；ω0是输出电压角频率，
Figure BDA0002600647200000054
是输出电压指令，u0是输出滤波电容电压，
Figure BDA0002600647200000055
是输出滤波电感电流指令；
S4.将步骤S3中得到的输出滤波电感电流指令
Figure BDA0002600647200000056
减去所述输出滤波电感电流iL，得到输出滤波电感电流误差信号；
S5.将步骤S4中得到的所述输出滤波电感电流误差信号输入到比例谐振控制器GPRi(s)，得到调制电压uam；
在步骤S5中将所述输出电压误差信号输入到比例谐振控制器，得到输出滤波电感电流指令多重比例谐振控制器GPRi(s)的表达式为：
Figure BDA0002600647200000057
并满足以下s域计算公式：
Figure BDA0002600647200000058
其中Kpi是电流环比例系数、Kri电流环谐振系数和ωc是谐振控制器的截止角频率，ω0是输出电压角频率，
Figure BDA0002600647200000059
是输出滤波电感电流指令，iL是输出滤波电感电流，uam是调制控制信号；
S6.将步骤S5得到的调制控制电压uam叠加输出电压的瞬时值得到所述逆变器的调制波；
S7.将步骤S6中得到的调制波与载波进行比较，获得逆变器开关控制信号，逆变器开关控制信号控制逆变器中多个功率开关的通断动作
在所述步骤S7中：
若所述调制波大于所述载波，ui＝Udc，所述逆变器开关控制信号控制功率开关T1、T4导通；
若所述调制波小于所述载波，ui＝-Udc，所述逆变器开关控制信号控制功率开关T2、T3导通；
若所述调制波等于所述载波，数值不变，等待上升沿及下降沿进行变换。
双环控制的参数计算方法包括电压外环控制参数计算和电流内环控制参数计算方法。双环控制器的整定参数按照先电流内环后电压外环的方式依次整定。因为空载时系统的阻尼很小，最容易不稳定，因此以空载为基准来设计控制器参数，来确保系统能稳定运行。
内环PR控制器，数字控制延时环节Gd(S)可用二阶pade模型近似，即：
Figure BDA0002600647200000061
其中，τ＝1.5T，T为采样频率的倒数。对于中高频逆变电源，控制控制延时影响不可忽略，本实施例中，f＝50Hz，可不考虑数字控制延时影响，即Gd(s)＝1。图5和图6分别是考虑和忽略控制延时后逆变器的控制框图；
先设计比例控制器，即GPRi(s)＝Kpi，通过根轨迹图确定取值范围，本实施例5中，Kpi<0.0047。
作不同取值下系统Bode图，通常要求幅值裕度不小于6dB，相角裕度在30°-60°之间，选择合理的Kpi，本实施例中，有Kpi＝0.0023。
利用所述内环比例系数，设计基波谐振系数。由于理想PR在谐振频率附近的幅值增益变化较大，带宽非常小，因此采用准PR控制器。
ωc为谐振控制器的截止角频率，截止角频率的引入相当于在理想的谐振控制器中加入了一个阻尼项，谐振控制器的带宽就是由截止角频率决定的，一般5-15rad/s可以取得较好的控制效果，本实施例中取为＝5rad/s。
由于基波谐振控制器只在基波(谐振频率)处起作用，故在一定范围内可忽略它对系统稳定性影响。谐振控制器的谐振增益越大，稳态误差越小，为了使限流值设置方便，应使内环的稳态误差较小，但过大的谐振增益将导致高频部分受影响甚至导致系统不稳定，本实施例Kpv＝0.7。
根据上述电流内环控制设计，进行电压外环控制设计，先进行比例控制器设计GPRv(ε)＝Kpv，再进行基波谐振控制。
谐波谐振控制设计，当多重PR的谐振系数Krk较小的时候，它们之间的影响可以忽略，可以分别设计然后叠加即可。一般谐波谐振控制器的系数应小于基波系数，且次数越高，系数应越小。
以下为本实施例中各参数的具体数值表：
表1并网变换器系统参数
Figure BDA0002600647200000071
图8(a)(b)分别为采用双环PI控制方案与双环PR控制下的输出电压仿真结果比较。
另外，当逆变器双环控制外环采用比例谐振控制时，3次谐波分量0.20％，5次谐波分量0.24％。采用多重比例谐振控制时，3次谐波分量0.18％，5次谐波分量0.10％。
通过以上仿真结果可知，本控制方法用于单相逆变器的双环控制，有较好的动态跟踪性及稳定控制性能，可对低次谐波实现一定抑制。
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计15算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

Claims (6)

1.一种单相LC型逆变器的双环控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
S1.获取逆变器输出滤波电容电压u0、输出滤波电感电流iL和输出电压指令
Figure FDA0002600647190000018
S2.将所述输出电压指令
Figure FDA0002600647190000019
减去所述输出滤波电容电压u0，得到输出电压误差信号；
S3.将步骤S2中得到的输出电压误差信号输入到多重比例谐振控制器GPRv(s)，得到输出滤波电感电流指令
Figure FDA00026006471900000110
S4.将步骤S3中得到的输出滤波电感电流指令
Figure FDA0002600647190000017
减去所述输出滤波电感电流iL，得到输出滤波电感电流误差信号；
S5.将步骤S4中得到的所述输出滤波电感电流误差信号输入到比例谐振控制器GPRi(s)，得到调制电压uam；
S6.将步骤S5得到的调制控制电压uam叠加输出电压的瞬时值得到所述逆变器的调制波；
S7.将步骤S6中得到的调制波与载波进行比较，获得逆变器开关控制信号，逆变器开关控制信号控制逆变器中多个功率开关的通断动作。
2.根据权利要求1所述的一种单相LC型逆变器的双环控制方法，其特征在于：在步骤S3中将所述输出电压误差信号输入到多重比例谐振控制器，得到输出滤波电感电流指令，多重比例谐振控制器GPRv(s)的表达式为：
Figure FDA0002600647190000011
并满足以下s域计算公式：
Figure FDA0002600647190000012
其中Kpv、Krvk和ωc为控制器的参数，Kpv是电压环比例系数，Krvk是电压环多次谐振系数，其中k可以取1、3、5分别表示电压环谐振系数Krv、电压环三次谐振系数Krv3和电压环五次谐振系数Krv5，ωc是谐振控制器的截止角频率；ω0是输出电压角频率，
Figure FDA0002600647190000013
是输出电压指令，u0是输出滤波电容电压，
Figure FDA0002600647190000014
是输出滤波电感电流指令。
3.根据权利要求2所述的一种单相LC型逆变器的双环控制方法，其特征在于：所述电压环比例系数的取值范围Kpv为：0-10。
4.根据权利要求1所述的一种单相LC型逆变器的双环控制方法，其特征在于：在步骤S5中将所述输出电压误差信号输入到比例谐振控制器，得到输出滤波电感电流指令多重比例谐振控制器GPRi(s)的表达式为：
Figure FDA0002600647190000015
并满足以下s域计算公式：
Figure FDA0002600647190000021
其中，其中Kpi、Kri和ωc为控制器的参数，Kpi是电流环比例系数、Kri电流环谐振系数和ωc是谐振控制器的截止角频率，ω0是输出电压角频率，
Figure FDA0002600647190000023
是输出滤波电感电流指令，iL是输出滤波电感电流，uam是调制控制信号。
5.根据权利要求4所述的一种单相LC型逆变器的双环控制方法，其特征在于：所述电流环比例系数的取值方法如下：
A1.计算数字控制延时环节Gd(s)，计算公式如下：
Figure FDA0002600647190000022
其中，τ＝1.5T，T为采样频率的倒数；
A2.绘制根轨迹图，通过Gd(s)在根轨迹上确定Kpi的范围；
A3.作不同取值下的系统Bode图，在幅值裕度不小于6dB，相角裕度在30°-60°之间的条件下选择一个Kpi。
6.根据权利要求2或4任一所述的一种单相LC型逆变器的双环控制方法，其特征在于：所述谐振控制器的截止角频率ωc的取值范围为0-15rad/s。
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