CN103780107B - 一种三相电压源型pwm整流器的电流控制方法 - Google Patents

Abstract

一种三相电压源型PWM整流器的电流控制方法。该方法在静止坐标系下，采用双闭环矢量控制策略。通过采集整流器的交流侧电压、电流和直流电压，计算得到整流器的交流电流给定值，并与实际值进行比较、计算后送入H∞电流调节器，其输出信号与电网电压前馈信号相加得到整流器桥端电压参考信号，再经过脉宽调制生成整流器的开关控制信号，用于控制IGBT的通断并实现电能变换功能。本发明通过建立整流器及其滤波器的数学模型，将H∞电流调节器设计转变为求解H∞标准问题；考虑整流器参数不确定以及固有LC震荡等问题的影响，构造合理的权函数对H∞电流调节器进行优化设计，通过H∞电流调节器调节三相电压源型PWM整流器的输出电流，控制整流器直流电压及输出功率。

Description

一种三相电压源型PWM整流器的电流控制方法

技术领域

本发明涉及一种有源整流/逆变换流器的控制方法，尤其涉及一种带电感-电容-电感（LCL）型滤波器的三相电压源型PWM整流器的电流控制方法。

背景技术

目前，基于全控型开关器件与脉宽调制（PWM）技术的电力电子整流器得到了广泛的应用，且系统容量还在不断增大。其应用领域包括不间断电源（UPS）、有源电力滤波器（APF）、静止同步无功补偿器（STATCOM）、动态电压恢复器（DVR）、柔性高压直流输电（VSC-HVDC）等，这些设备的基本原型常常采用电压源型整流器。

三相整流器的控制一般采用双闭环的矢量控制。利用坐标变换技术，在同步旋转坐标系或两相静止坐标系下，控制系统的外环控制有功功率或直流电流、无功功率或交流电压；而内环控制注入电网的电流。矢量控制系统的内环很大程度上决定了三相整流器的控制性能。

在大功率应用中，通常使用LCL型或LC型滤波器（LC型与线路阻抗一起可等效成LCL型）作为整流器与电网的接口电路，用于滤除高频开关谐波，同时有效地控制滤波器的体积和重量。然而LCL型滤波器中包含了多个电感、电容的串并联结构，存在固有的震荡模式，称为LC震荡，不利于整流器的安全稳定运行。为了提高整流器运行的稳定性，需要增加电气系统阻尼，目前采用的技术大致可分为无源阻尼与有源阻尼两种方式。前者需要在滤波器中增加电阻，具有简单可靠的优点，但会增大功率损耗，降低整流器运行效率和滤波性能；后者通过改进控制，利用控制软件实现各种有源阻尼算法，受到了研究者的青睐。

Pekik Argo Dahono在文献“P A Dahono.A control method for DC-DCconverter that has an LCL output filter based on new virtual capacitor andresistor concpts[C].Proc.of PESC’04,2004,1：36-42”中首次提出了一种“虚拟电阻”的主动阻尼控制策略，即通过变换传递函数，在控制器中虚拟出一个等效的电阻。专利CN101141100A提出了一种基于LCL滤波器的电压型有源整流器稳定控制系统及方法，同时采集电网侧与整流器侧电流及电网电压，通过虚拟电阻算法的计算后对三相电压源型整流器进行主动阻尼控制。专利CN102437753A提出一种LCL滤波的三相PWM整流器三环控制方法，利用增加的电流传感器以及第三个控制回路，实现虚拟电阻控制方法。虚拟电阻方法概念清晰，使用简单，对抑制LC振荡具有一定效果。虚拟电阻方法也存在一些不足，例如需要增加传感器数量，从而增加了整流器的硬件成本。另外，虚拟电阻方法与实物电阻方法类似，在抑制LC震荡的同时，需要牺牲部分滤波性能，即并需要在控制性能与稳定性之间进行适当权衡。受整流器参数不确定性等的影响，这种权衡一般需要凭经验进行现场调试，费时费力。

M.Malinowski在文献“Malinowski M,Kazmierkowski M P,Szczygiel W,BernetS,Simple sensorless active damping solution for three-phase PWM rectifierwith LCL filter[C].IEEE32th Industrial Electronics Society,2005：987-991”中利用变流器侧电流和控制电压对电容电压进行估测，从而降低了传感器数量，但由于在控制算法中采用了电流微分环节，很容易引入干扰，甚至导致整流器运行不稳定。

以上方法都是通过解析的方法研究整流器的控制规律，且控制参数依赖于实际经验，往往不能保证所设计的控制器是最优的。而现代鲁棒控制理论强调通过控制器的最优设计，使得反馈控制系统在一定（结构，大小）的参数或外部干扰的摄动下，仍然能够满足某些控制性能的要求。自20世纪80年代开始兴起的H∞控制理论为现代鲁棒控制走向工程实际提供了一系列有用的数学工具。基于H∞理论的控制器设计方法的精髓是对闭环控制系统的频域特性进行回路整形（Loop shaping），从而使得闭环控制系统传递函数的H∞范数达到最优，并满足鲁棒控制的性能要求。对电压源型整流器进行H∞最优控制设计，需要解决整流器建模以及权函数选择等关键问题。

发明内容

本发明的目的是克服现有虚拟电阻技术需要增加额外传感器、控制性能与鲁棒稳定性难以兼顾等不足，提供一种三相电压源型PWM整流器的电流控制方法。本发明可兼顾控制性能与LC震荡抑制的要求，提高控制系统的鲁棒稳定性，减小对传感器等的硬件要求，具有步骤省、成本低、效果好的优点。

本发明在静止坐标系下，采用双闭环矢量控制策略，通过H∞电流调节器调节三相电压源型PWM整流器的输出电流，从而控制整流器直流电压以及输出功率稳定。其中H∞电流调节器的设计满足H∞范数最优条件，即首先建立三相电压源型PWM整流器的数学模型，根据控制目标构造合适的权函数，然后采用通用的H∞问题迭代算法综合得到参数化的H∞电流调节器，并使广义控制对象的H∞范数最小。本发明对整流器输出电流有较高的控制性能；且对工作点和主电路参数变化不敏感，具有良好的鲁棒稳定性。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的。

本发明一种三相电压源型PWM整流器的电流控制方法，包括以下步骤：

1、测量整流器电网侧的三相电压u_{g_abc}和三相电流i_{g_abc}，并经过静止三相/两相坐标变换，得到电压矢量u_{g_αβ}和电流矢量i_{g_αβ}；

2、由步骤1测量得到的整流器电网侧三相电压经两相坐标变换后的电压矢量u_{g_αβ}和电流矢量i_{g_αβ}，计算整流器注入电网的有功功率P_g和无功功率Q_g；

3、将整流器注入电网的无功功率Q_g与额定值进行比较，得到无功功率误差信号ΔQ_g；

4、测量整流器直流母线电压U_dc，并与额定值进行比较，得到直流电压误差信号ΔU_dc；

5、将无功功率误差信号ΔQ_g、直流电压误差信号ΔU_dc通过比例积分调节，得到网侧电流在dq轴同步坐标系下的参考信号和

6、利用电压矢量u_{g_αβ}将网侧电流在dq轴同步坐标系下的参考信号和转换到静止坐标系下，得到静止坐标系下的参考信号

7、将静止坐标系下的电流矢量i_{g_αβ}与参考信号进行比较，得到电流误差信号Δi_{g_αβ}；

8、将电流误差信号Δi_{g_αβ}送入H∞电流调节器，H∞电流调节器的输出加上网侧电压前馈信号，得到整流器桥端电压参考信号

9、将整流器桥端电压参考信号作为脉宽调制模块的参考信号，脉宽调制输出为整流器的开关信号s_a，s_b，s_c。

所述的H∞电流调节器的设计方法如下：

1、在两相静止αβ坐标系下，建立带LCL滤波器的三相整流器的数学模型。该模型的输入为电网电压u_{g_αβ}，以及整流器桥端控制电压u_{c_αβ}；输出为注入电网的电流i_{g_αβ}；

2、构造性能权函数W_p，噪声权函数W_n，以及控制权函数W_u，并与三相整流器的数学模型共同构成广义控制对象P。其中性能权函数用于满足H∞电流调节器对交流电流参考信号进行无静差跟踪调节的要求，噪声权函数用于增强H∞电流调节器对LC振荡的抑制能力，控制权函数用于限制调节器的输出幅值。广义控制对象P的输入为电网电流参考信号电网电压u_{g_αβ}，以及电流测量噪声n_αβ；广义控制对象P的输出为性能加权输出z₁与控制加权输出z₂，H∞电流调节器问题从而被转化成求解一个标准H∞问题；

3、采用黎卡提（Riccati）方法求解上一步中得到的H∞问题，即通过迭代寻找得到一个2输入2输出的参数化H∞电流调节器K，使得广义控制对象P与H∞电流调节器K组成的闭环回路的H∞范数最小；

本发明的有益效果是：一种三相电压源型PWM整流器的电流控制方法能够在静止坐标系下对整流器的输出电流进行实时控制；并且针对电路参数不确定的影响，提高了电流控制的鲁棒稳定性；通过构造合理的性能权函数，使得所设计的H∞电流调节器能在静止坐标系下达到较好的控制效果，较常规方法大为简化；通过构造合理的噪声权函数，使得控制系统抑制滤波器固有震荡的能力大为增强，且不影响低频分量的控制，即不降低滤波效果。

本发明的方法适用于各类基于全控型开关器件与PWM控制技术的电压源型整流器，应用领域包括但不限于不间断电源（UPS）、有源电力滤波器（APF）、静止同步无功补偿器（STATCOM）、动态电压恢复器（DVR）、柔性高压直流输电（VSC-HVDC）等。

附图说明

图1是本发明的三相电压源型整流器矢量控制原理图；

图2是本发明的H∞电流调节器设计原理图及其H∞问题描述；

图3、图4为实验对比波形图，其中Ch1为电网A相电压，Ch2为A相电流，Ch3为直流母线电压，Math为对A相电流进行的FFT分析结果；图3为采用常规控制方法，图4为采用本发明的方法。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。

本发明一种三相电压源型PWM整流器的电流控制方法，是在静止坐标系下采用双闭环的矢量控制策略。其中内环H∞电流调节器的设计问题被转化成求解一个H∞最优问题，即首先设计合理的控制对象与权函数模型，然后采用H∞问题迭代算法，求解得到所需的参数化H∞电流调节器。

图1是本发明的三相电压源型整流器矢量控制原理图，其中包括整流桥1、LCL滤波器2、直流母线电容3、直流电压传感器4、三相交流电流传感器5、三相交流电压传感器6、三相/两相静止坐标变换模块7、瞬时功率计算模块8、无功功率调节器9、直流电压调节器10、两相旋转/两相静止坐标变换模块11、H∞电流调节器K12、脉宽调制模块13。

如图1所示，本发明提出的一种三相电压源型PWM整流器的电流控制方法的双闭环矢量控制策略的实施过程如下：

1、利用交流电压传感器6、交流电流传感器5测量得到电网侧三相电压u_{g_abc}和三相电流i_{g_abc}，并通过模块7在静止坐标系下进行三相/两相变换，得到电压矢量u_{g_αβ}和电流矢量i_{g_αβ}，变换公式为：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{g\_\mathrm{\α}}\\ u_{g\_\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{g\_a}\\ u_{g\_b}\\ u_{g\_c}\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{g\_\mathrm{\α}}\\ i_{g\_\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{g\_a}\\ i_{g\_b}\\ i_{g\_c}\end{array}\right];---\left(2\right)$

2、将步骤1得到的电压矢量u_{g_αβ}和电流矢量i_{g_αβ}送入瞬时功率计算模块8计算整流器注入电网的有功功率P_g和无功功率Q_g，计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{P}_g\\ Q_g\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{u}_{g\_\mathrm{\α}}& u_{g\_\mathrm{\β}}\\ u_{g\_\mathrm{\β}}& -u_{g\_\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{g\_\mathrm{\α}}\\ i_{g\_\mathrm{\β}}\end{array}\right];---\left(3\right)$

3、将无功功率Q_g与无功功率参考值进行比较后得到无功功率误差信号ΔQ_g：

${\mathrm{\ΔQ}}_g=Q_g^{*}-Q_g;---\left(4\right)$

4、利用直流电压传感器4测量整流器直流母线电压U_dc，并与直流电压参考值进行比较后得到直流电压误差信号ΔU_dc：

${\mathrm{\ΔU}}_{\mathrm{dc}}=U_{\mathrm{dc}}^{*}-U_{\mathrm{dc}};---\left(5\right)$

5、将无功功率误差信号ΔQ_g、直流电压误差信号ΔU_dc通过比例积分调节，得到网侧电流在dq轴同步坐标系下的参考信号和调节器的数学表达式为：

$i_{g\_d}^{*}=(k_{p\_d}+\frac{k_{i\_d}}{s}){\mathrm{\ΔU}}_{\mathrm{dc}}---\left(6\right)$

$i_{g\_q}^{*}=(k_{p\_d}+\frac{k_{i\_q}}{s}){\mathrm{\ΔQ}}_g---\left(7\right)$

其中，k_{p_d}、k_{p_q}分别为dq轴比例系数，k_{i_d}、k_{i_q}分别为dq轴积分系数；

6、利用电压矢量u_{g_αβ}、将网侧电流在dq轴同步坐标系下的参考信号和送入两相旋转/两相静止坐标变换模块11，计算得到静止坐标系下的电流参考信号计算公式为：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{g\_\mathrm{\α}}^{*}\\ i_{g\_\mathrm{\β}}^{*}\end{array}\right]=\frac{1}{u_{g\_\mathrm{\α}}^2+u_{g\_\mathrm{\β}}^2}\left[\begin{array}{cc}{u}_{g\_\mathrm{\α}}& -u_{g\_\mathrm{\β}}\\ u_{g\_\mathrm{\β}}& u_{g\_\mathrm{\α}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{g\_d}^{*}\\ i_{g\_q}^{*}\end{array}\right]---\left(8\right)$

7、将静止坐标系下的电流矢量i_{g_αβ}与参考信号比较后，得到电流误差信号Δi_{g_αβ}：

${\mathrm{\Δi}}_{g\_\mathrm{\α\β}}=i_{g\_\mathrm{\α\β}}^{*}-i_{g\_\mathrm{\α\β}}---\left(9\right)$

8、将电流误差信号Δi_{g_αβ}送入H∞电流调节器12，H∞电流调节器12的输出加上网侧电压前馈信号，得到整流器桥端电压参考信号

$u_{c\_\mathrm{\α\β}}^{*}=K{\mathrm{\Δi}}_{g\_\mathrm{\α\β}}+u_{g\_\mathrm{\α\β}}---\left(10\right)$

9、将整流器桥端电压参考信号作为脉宽调制模块的参考信号，脉宽调制输出为整流器的开关信号s_a，s_b，s_c。

图2是本发明的H∞电流调节器设计原理图及其H∞问题描述，其中包括H∞电流调节器K12、控制对象数学模型14、噪声权函数W_n15、性能权函数W_p16，控制权函数W_u17。

如图2所示，本发明的H∞电流调节器设计方法是，通过迭代寻找得到一个2输入2输出的参数化的H∞电流调节器K，使得从输入向量w到输出向量z的闭环系统的H∞范数最小。本发明所述的H∞电流调节器设计过程如下：

1、建立控制对象数学模型14，数学模型的输入为电网电压u_{g_αβ}，整流器桥端控制电压u_{c_αβ}；输出为注入电网的电流i_{g_αβ}；中间变量有滤波器电容电压u_{f_αβ}，整流器侧电流i_{c_αβ}；模型参数有滤波器电网侧电感L_g，电网侧电阻R_g，电容C_f，整流器侧电感L_c，整流器侧电阻R_c；采用国际单位制，控制对象数学模型的表达式为：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_g\frac{{\mathrm{di}}_{g\_\mathrm{\α\β}}}{\mathrm{dt}}=-R_g{i}_{g\_\mathrm{\α\β}}+u_{g\_\mathrm{\α\β}}-u_{f\_\mathrm{\α\β}}\\ C_f\frac{{\mathrm{du}}_{f\_\mathrm{\α\β}}}{\mathrm{dt}}=i_{g\_\mathrm{\α\β}}-i_{c\_\mathrm{\α\β}}\\ L_c\frac{{\mathrm{di}}_{c\_\mathrm{\α\β}}}{\mathrm{dt}}=-R_c{i}_{c\_\mathrm{\α\β}}+u_{f\_\mathrm{\α\β}}-u_{c\_\mathrm{\α\β}}\end{array}\right.---\left(11\right)$

上述方程可以进一步转换成传递函数形式：

i_{g_αβ}＝G₁u_{c_αβ}+G₂u_{g_αβ} (12)

2、将电网电流i_{g_αβ}与参考信号比较后得到误差信号Δi_{g_αβ}，并与性能权函数W_p相乘得到广义输出z₁；将标准噪声信号n_αβ乘以噪声权函数W_n，再减去误差信号Δi_{g_αβ}，得到调节器输入信号y；控制信号u_{c_αβ}与控制权函数W_u相乘得到广义输出z₁。图2所示的虚线框中从w、u_{c_αβ}到z、y的部分即为广义控制对象P。其中性能权函数用于满足H∞电流调节器对交流电流参考信号进行无静差跟踪调节的要求，噪声权函数用于增强H∞电流调节器对LC振荡的抑制能力，控制权函数用于限制调节器的输出幅值。各权函数的数学表达式如下：

$W_p=\frac{k_n{\mathrm{\ω}}_n^2}{s^2+2{\mathrm{\ζ}}_n{\mathrm{\ω}}_{n}s+{\mathrm{\ω}}_n^2}---\left(13\right)$

$W_n=\frac{k_{\mathrm{res}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}^2}{s^2+2{\mathrm{\ζ}}_{\mathrm{res}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}s+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}^2}---\left(14\right)$

W_u＝k_u (15)

其中，k_n、k_res、k_u为增益系数，ω_n为电网电压角频率，ω_res为LCL滤波器谐振角频率，LCL滤波器谐振角频率的计算公式为：

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{res}}=\sqrt{\frac{L_g+L_c}{L_g{L}_c{C}_f}}---\left(16\right)$

H∞电流调节器的设计问题可以表述为寻找一个合适的调节器K，使得广义控制对象P的H∞范数最小化，即寻找一个足够小的正数γ，使得：

${||\begin{array}{ccc}{W}_p{S}_o& -W_p{S}_o{G}_2& W_p{S}_o{G}_{1}K{W}_n\\ W_u{S}_{i}K& -W_u{S}_{i}K{G}_2& -W_u{S}_{i}K{W}_n\end{array}||}_{\&infin;}<\mathrm{\&gamma;}---\left(17\right)$

S_i＝(I+KG₁)^-1 (18)

S_o＝(I+G₁K)^-1 (19)

其中，S_i、S_o分别为输入、输出灵敏度传递函数，γ为H∞范数的峰值。

3、通过迭代法求解步骤11中的H∞问题，得到所需的2输入2输出的调节器K。

图3与图4为实验波形截图。实验时三相电网平衡，整流器控制直流母线电压恒定，并向电网注入无功功率；为了方便对比，本实验中的两个电流调节器具有非常接近的控制带宽。

如图3所示，使用常规PR控制，能够取得较好的基频分量控制效果，但在滤波器8的谐振频率（本实验中约1200Hz）附近有较大的谐波成分存在，如果进一步增大PR电流调节器增益，则容易引起整流器运行不稳定。

如图4所示，采用电路的标称参数设计得到的H∞电流调节器。与使用PR电流调节器相比，使用H∞电流调节器能够达到相似的基频分量控制效果。但使用H∞电流调节器时，电流波形更加平滑，谐振频率（本实验中约1200Hz）分量明显减小，说明使用H∞电流调节器具有更大的稳定裕度，或者说在相同控制带宽下对滤波器谐振信号的抑制作用大为增强。

Claims (3)

1.一种三相电压源型PWM整流器的电流控制方法，所述的控制方法包括以下步骤：

(1)测量整流器电网侧的三相电压u_{g_abc}和三相电流i_{g_abc}，并经过静止三相/两相坐标变换，得到电网电压u_{g_αβ}和电流i_{g_αβ}；

(2)由步骤(1)得到的电网电压u_{g_αβ}和电流i_{g_αβ}，计算整流器注入电网的有功功率P_g和无功功率Q_g；

(3)将整流器注入电网的无功功率Q_g与额定值进行比较，得到无功功率误差信号△Q_g；

(4)测量整流器直流母线电压U_dc，并与额定值进行比较，得到直流电压误差信号△U_dc；

(5)将无功功率误差信号△Q_g、直流电压误差信号△U_dc分别通过比例积分调节，得到网侧电流在dq轴同步坐标系下的参考信号和

(6)利用电网电压u_{g_αβ}将网侧电流在dq轴同步坐标系下的参考信号和转换到静止坐标系下，得到静止坐标系下的电流参考信号

(7)将静止坐标系下的电流i_{g_αβ}与电流参考信号进行比较，得到电流误差信号△i_{g_αβ}；

(8)将电流误差信号△i_{g_αβ}送入H∞电流调节器，H∞电流调节器的输出加上网侧电压前馈信号，得到整流器桥端电压参考信号

(9)将整流器桥端电压参考信号作为脉宽调制模块的参考信号，脉宽调制输出为整流器的开关信号s_a，s_b，s_c，

其特征在于，所述步骤(8)中的H∞电流调节器的设计方法如下：

(1)在两相静止αβ坐标系下，建立带LCL滤波器的三相整流器的数学模型；该模型的输入为电网电压u_{g_αβ}，以及整流器桥端控制电压u_{c_αβ}；输出为电流i_{g_αβ}；

(2)构造性能权函数W_p，噪声权函数W_n，以及控制权函数W_u，并与三相整流器的数学模型共同构成广义控制对象P；广义控制对象P的输入为电流参考信号电网电压u_{g_αβ}，以及电流测量噪声n_αβ；广义控制对象P的输出为性能加权输出z₁与控制加权输出z₂，H∞电流调节器问题从而被转化成求解一个标准H∞问题；

(3)采用黎卡提(Riccati)方法求解所述H∞问题，即通过迭代寻找得到一个2输入2输出的参数化H∞电流调节器K，使得广义控制对象P与H∞电流调节器K组成的闭环回路的H∞范数最小。

2.按照权利要求1所述的三相电压源型PWM整流器的电流控制方法，其特征在于，所述噪声权函数W_n、性能权函数W_p以及控制权函数W_u的数学表达式为：

$W_p=\frac{k_n{\mathrm{\&omega;}}_n^2}{s^2+2{\mathrm{\&zeta;}}_n{\mathrm{\&omega;}}_{n}s+{\mathrm{\&omega;}}_n^2}$

$W_n=\frac{k_{res}{\mathrm{\&omega;}}_{res}^2}{s^2+2{\mathrm{\&zeta;}}_{res}{\mathrm{\&omega;}}_{res}s+{\mathrm{\&omega;}}_{res}^2}$

W_u＝k_u

其中，k_n、k_res、k_u为常数增益系数，ω_n为电网电压角频率，ω_res为LCL滤波器谐振角频率，LCL滤波器谐振角频率的计算公式为：

${\mathrm{\&omega;}}_{res}=\sqrt{\frac{L_g+L_c}{L_g{L}_c{C}_f}}$

式中：L_g为滤波器电网侧电感，C_f为电容，L_c为整流器侧电感。

3.根据权利要求1所述的三相电压源型PWM整流器的电流控制方法，其特征在于，所述的H∞电流调节器在两相静止坐标系下对交流电流参考信号进行无差跟踪调节，并控制整流器的直流电压与输出功率，且对滤波器引起的LC振荡不敏感。