CN105958533B - 一种抑制高阻抗谐振的控制方法、装置及系统 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 26
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 53
- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims abstract description 18
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims description 25
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 9
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 9
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 4
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 4
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 3
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 3
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 230000021615 conjugation Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000007812 deficiency Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 239000000446 fuel Substances 0.000 description 1
- PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N gold Chemical compound [Au] PCHJSUWPFVWCPO-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000010931 gold Substances 0.000 description 1
- 229910052737 gold Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H02J3/383—
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/24—Arrangements for preventing or reducing oscillations of power in networks
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E10/00—Energy generation through renewable energy sources
- Y02E10/50—Photovoltaic [PV] energy
- Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers
Abstract
本发明公开了一种抑制高阻抗谐振的控制方法、装置及系统，其中该方法包括获取滤波电容输出相电压、并网逆变器输出电流；之后通过锁相环转换后获得电网电压的空间位置角度θ、d轴电压Vcd和q轴电压Vcq；之后通过abc/dq坐标变换转换后获得dq坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq，将d轴电流和q轴电流给定信号分别与实际的d轴电流和q轴电流的偏差信号通过PI控制器得到ud和uq；根据滤波电容输出相电压计算获得ucd和ucq；将Vcd、ud和ucd相加获得udout，将Vcq、uq和ucq相加获得uqout；将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号，实现对电网电压高阻抗谐振的抑制。
Description
技术领域
本发明涉及光伏发电变流控制技术领域，具体涉及一种抑制高阻抗谐振的控制方法、装置及系统。
背景技术
随着能源和环境问题日益严峻，光伏发电、风力发电、燃料电池发电等新能源(可再生能源)得到了越来越多的重视。在可再生能源的利用方面，存在并网发电系统和离网发电系统，而可再生能源并网发电具有发电形式灵活、电能传输方便等优点，因此并网发电已成为可再生能源发电的主流。
并网逆变器作为可再生能源并网发电系统与电网连接的桥梁，是分布式并网发电系统的核心，其性能直接影响整个分布式并网发电系统。为了减轻和限制并网逆变器对电网的污染，中国金太阳、IEEE Std 929-2000、UL1741等国内、国际标准对光伏并网逆变器的并网电流做了严格的指标限制，包括总谐波含量和单次谐波含量。为抑制光伏并网逆变器开关频率谐波电流，需对光伏并网逆变器输出进行滤波。
滤波器结构有L、LC和LCL三种形式。LC型滤波器、LCL型滤波器和传统的L型滤波器相比，在滤波效果、体积、成本等方面有很多优势。LCL型滤波器和LC滤波器相比，存在多一个滤波电感和控制复杂等不足。因此，实际上很多商用光伏并网逆变器厂商采用LC滤波器。而实际的电网电压存在一个阻抗，等效于一个滤波电感。从而，光伏并网逆变器的LC滤波器和电网等效滤波电感构成了新的LCL滤波器。但是，由于新的LCL滤波器中电网等效滤波电感是可变的，LCL型滤波器是一个三阶的滤波结构，这种结构会引入一个额外的谐振，从而使得在采用逆变器交流侧电流反馈方式时，逆变器电流控制将无法达到稳定状态。
为了使得逆变器电流控制能够达到稳定状态，目前常采用的方法是引入阻尼控制来抑制由LCL滤波器引入的谐振。通常阻尼控制方式有无源阻尼控制方式和有源阻尼控制方式两大类。无源阻尼控制方式由于阻尼电阻的引入而使得逆变器的效率大幅度降低，尤其在大功率场合。有源阻尼控制方式的思想即为引入独立零点将共轭谐振极点吸引至稳定区域内并留有一定安全裕度，或引入共轭零点对消共轭谐振极点。
对于有源阻尼控制方法，有文献提出对LCL滤波器的电容电压串联超前-滞后(Lead-Lag)来实现有源阻尼；也有文献提出基于比例环节的滤波电容电流反馈的有源阻尼方法，但会引入额外的电容电流传感器，增加了系统的硬件成本，降低了系统的可靠性。
还有文献提出通过对并网电流两次微分反馈，但两次微分对系统的干扰和噪声比较敏感，容易使系统不稳定。
发明内容
因此，本发明实施例要解决的技术问题在于现有技术中的逆变器电流反馈控制方式的系统稳定性、可靠性差。
为此，本发明实施例的一种抑制高阻抗谐振的控制方法，包括以下步骤：
获取滤波电容输出相电压、并网逆变器输出电流、并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn；
将滤波电容输出相电压通过锁相环转换后获得电网电压的空间位置角度θ、d轴电压Vcd和q轴电压Vcq；
将并网逆变器输出电流和电网电压的空间位置角度θ通过abc/dq坐标变换转换后获得dq坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq，并将d轴电流id与d轴电流给定信号的偏差信号通过第一PI控制器后获得ud，并将q轴电流iq与q轴电流给定信号的偏差信号通过第二PI控制器后获得uq；
根据滤波电容输出相电压和电网电压的空间位置角度θ，坐标转换后获得dq坐标系下的电压ucd和ucq；
将d轴电压Vcd、ud和ucd相加后获得udout，并将q轴电压Vcq、uq和ucq相加后获得uqout；
将并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn的偏差信号通过第三PI控制器后获得udiff；
将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号。
优选地，所述根据滤波电容输出相电压和电网电压的空间位置角度θ，获得ucd和ucq的具体步骤包括：
根据公式计算获得ucα和ucβ，其中，Rad为虚拟电阻的值，Cad为虚拟电容的值，虚拟电阻和虚拟电容串联后并联在滤波电容的两端，icα和icβ为αβ坐标系下滤波电容的电流，通过滤波电容输出相电压经过微分后获得；
利用电网电压的空间位置角度θ，将ucα和ucβ通过坐标变换后获得ucd和ucq。
优选地，所述d轴电流给定信号具体通过以下步骤获得：
获取可再生能源实际的直流电压Vdc和直流电压给定值
将实际的直流电压Vdc和直流电压给定值的偏差信号通过第四PI控制器后获得d轴电流给定信号
优选地，所述并网逆变器为T型三电平三相并网逆变器。
本发明实施例的一种抑制高阻抗谐振的控制装置，包括：
获取单元，用于获取滤波电容输出相电压、并网逆变器输出电流、并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn；
第一计算单元，用于将滤波电容输出相电压通过锁相环转换后获得电网电压的空间位置角度θ、d轴电压Vcd和q轴电压Vcq；
第二计算单元，用于将并网逆变器输出电流和电网电压的空间位置角度θ通过abc/dq坐标变换转换后获得dq坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq，并将d轴电流id与d轴电流给定信号的偏差信号通过第一PI控制器后获得ud，并将q轴电流iq与q轴电流给定信号的偏差信号通过第二PI控制器后获得uq；
第三计算单元，用于根据滤波电容输出相电压和电网电压的空间位置角度θ，坐标转换后获得dq坐标系下的电压ucd和ucq；
第四计算单元，用于将d轴电压Vcd、ud和ucd相加后获得udout，并将q轴电压Vcq、uq和ucq相加后获得uqout；
第五计算单元，用于将并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn的偏差信号通过第三PI控制器后获得udiff；
控制信号输出单元，用于将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号。
优选地，所述第三计算单元具体包括：
第六计算单元，用于根据公式
计算获得ucα和ucβ，其中，Rad为虚拟电阻的值，Cad为虚拟电容的值，虚拟电阻和虚拟电容串联后并联在滤波电容的两端，icα和icβ为αβ坐标系下滤波电容的电流，通过滤波电容输出相电压经过微分后获得；
第七计算单元，用于利用电网电压的空间位置角度θ，将ucα和ucβ通过坐标变换后获得ucd和ucq。
优选地，所述并网逆变器为T型三电平三相并网逆变器。
本发明实施例的一种抑制高阻抗谐振的控制系统，包括并网逆变器和上述的抑制高阻抗谐振的控制装置；
并网逆变器，其输入端与可再生能源的输出端连接，其每相输出端与LC滤波器的输入端连接，其控制端与抑制高阻抗谐振的控制装置的输出端连接；
抑制高阻抗谐振的控制装置，用于生成控制信号抑制并网逆变器高阻抗时LCL滤波器的谐振。
本发明实施例的技术方案，具有如下优点：
1.本发明实施例提供的抑制高阻抗谐振的控制方法，通过逆变器侧电流闭环控制即通过控制并网逆变器侧电流来间接控制网侧电流，相比于网侧电流闭环控制直接控制并网逆变器输给电网的电流，逆变器侧电流闭环控制更容易使系统稳定，且使并网逆变器具有很好的静、动态性能，同时可以更有效地保护电力电子功率开关。通过将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号，实现了抑制并网逆变器电网电压高阻抗(等效LCL滤波器)时的谐振，进一步实现了对并网逆变器网侧电流的稳定、可靠控制。
2.本发明实施例提供的抑制高阻抗谐振的控制方法，通过引入αβ坐标系下虚拟电容+电阻，即假定在滤波电容的两端并联相互串联的虚拟电阻和虚拟电容，来计算获得ucd和ucq，这种虚拟电容+电阻的分析方法，能够使得高阻抗时的谐振得到很好的抑制，进一步提高了系统的稳定性和可靠性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为T型光伏三电平三相并网逆变器发电系统的结构示意图；
图2为T型光伏三电平三相并网逆变器发电系统的每相等效结构图；
图3为T型光伏三电平三相并网逆变器发电系统的每相s域等效结构图；
图4为LCL滤波器和L滤波器的波特图；
图5为本发明实施例1中抑制高阻抗谐振的控制方法的一个具体示例的流程图；
图6为基于虚拟电容+电阻的T型光伏三电平三相并网逆变器发电系统的控制策略的原理图；
图7(a)高阻抗Lg＝1mH时没加LCL谐振抑制的实验波形图；
图7(b)高阻抗Lg＝1mH时增加LCL谐振抑制的实验波形图；
图8(a)高阻抗Lg＝0.2mH时没加LCL谐振抑制的实验波形图；
图8(b)高阻抗Lg＝0.2mH时增加LCL谐振抑制的实验波形图；
图9(a)α轴虚拟电容+电阻结构图；
图9(b)β轴虚拟电容+电阻结构图；
图10为本发明实施例2中抑制高阻抗谐振的控制装置的一个具体示例的原理框图；
图11为本发明实施例3中抑制高阻抗谐振的控制系统的一个具体示例的原理框图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
实施例1
本实施例提供一种抑制高阻抗谐振的控制方法，可用于并网逆变器发电系统，例如T型光伏三电平三相并网逆变器发电系统，该系统的结构如图1所示，该系统主要由可再生能源的光伏电池板、T型三电平三相并网逆变器、LC滤波器、电网等组成。其中，光伏电池板可由直流电源Edc和直流输入电阻Rdc等效。T型三电平三相并网逆变器实现有功功率和无功功率的控制。其中，uao、ubo、uco为T型三电平三相并网逆变器输出相电压；ucao、ucbo、ucco为并网逆变器滤波电容输出相电压；ea、eb、ec为三相电网电压；ia、ib、ic是三电平三相并网逆变器输出电流；ica、icb、icc是三电平三相并网逆变器滤波电容电流；iga、igb、igc是电网电流；uon是o点与n点之间的电压；L为滤波电感；C为滤波电容；Lg为高阻抗时电网电压与并网逆变器之间的等效电感。
在三相静止坐标系abc下的电压方程分别为：
并网逆变器输出电流与滤波电容电流、电网电流之间的关系为：
滤波电容电流与滤波电容输出相电压之间的关系为：
对于图1的T型光伏三电平三相并网逆变器发电系统结构，其每相的等效结构如图2所示。由图2可得到电网电压高阻抗时的s域等效结构图，如图3所示。
由图3可知，等效的电网电流ig(s)与并网逆变器输出电压uout(s)之间的开环传递函数表示为：
当滤波电容C＝0时，(5)式可以表示为：
在实际系统中，如滤波电感L＝1.3mH，滤波电容C＝10uF，高阻抗时等效电感Lg＝1mH。根据式(5)和式(6)可以得到LCL滤波器和L滤波器的波特图，如图4所示。
由图4可知，在低频段，LCL滤波器和L滤波器基本相同；在高频段，LCL滤波器以-60db衰减，而L滤波器-20db衰减。因此，LCL滤滤器有更好的高频滤波效果。但LCL滤波器存在谐振，需要加无源阻尼或有源阻尼来抑制。LCL滤波器的谐振频率为：
上述抑制高阻抗谐振的控制方法，如图5所示，包括以下步骤：
S1、获取滤波电容输出相电压、并网逆变器输出电流、并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn；
S2、将滤波电容输出相电压通过锁相环转换后获得电网电压的空间位置角度θ、d轴电压Vcd和q轴电压Vcq；
S3、将并网逆变器输出电流和电网电压的空间位置角度θ通过abc/dq坐标变换转换后获得dq坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq，并将d轴电流id与d轴电流给定信号的偏差信号通过第一PI控制器后获得ud，并将q轴电流iq与q轴电流给定信号的偏差信号通过第二PI控制器后获得uq；
S4、根据滤波电容输出相电压和电网电压的空间位置角度θ，坐标转换后获得dq坐标系下的电压ucd和ucq；
S5、将d轴电压Vcd、ud和ucd相加后获得udout，并将q轴电压Vcq、uq和ucq相加后获得uqout；
S6、将并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn的偏差信号通过第三PI控制器后获得udiff；
S7、将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号。
上述抑制高阻抗谐振的控制方法，通过逆变器侧电流闭环控制即通过控制并网逆变器侧电流来间接控制网侧电流，相比于网侧电流闭环控制直接控制并网逆变器输给电网的电流，逆变器侧电流闭环控制更容易使系统稳定，且使并网逆变器具有很好的静、动态性能，同时可以更有效地保护电力电子功率开关。通过将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号，实现了抑制并网逆变器电网电压高阻抗(等效LCL滤波器)时的谐振，进一步实现了对并网逆变器网侧电流的稳定、可靠控制。
优选地，上述步骤S4的具体步骤包括：
S41、根据公式计算获得ucα和ucβ，其中，Rad为虚拟电阻的值，Cad为虚拟电容的值，虚拟电阻和虚拟电容串联后并联在滤波电容的两端，icα和icβ为αβ坐标系下滤波电容的电流，通过滤波电容输出相电压经过微分后获得；
S42、利用电网电压的空间位置角度θ，将ucα和ucβ通过坐标变换后获得ucd和ucq。本领域的技术人员应当理解，获得ucd和ucq的方法并不限于通过上述步骤S41-S42来实现，也可由其他方法来实现。
上述抑制高阻抗谐振的控制方法，通过引入αβ坐标系下虚拟电容+电阻，即假定在滤波电容的两端并联相互串联的虚拟电阻和虚拟电容，来计算获得ucd和ucq，这种虚拟电容+电阻的分析方法，能够使得高阻抗时的谐振得到很好的抑制，进一步提高了系统的稳定性和可靠性。
优选地，d轴电流给定信号具体通过以下步骤获得：
S8、获取可再生能源实际的直流电压Vdc和直流电压给定值
S9、将实际的直流电压Vdc和直流电压给定值的偏差信号通过第四PI控制器后获得d轴电流给定信号
优选地，并网逆变器为T型三电平三相并网逆变器。
下面以基于虚拟电容+电阻的T型光伏三电平三相并网逆变器发电系统的抑制高阻抗谐振的控制策略为例，如图6所示，进行详细说明。
T型三电平三相光伏并网逆变器采用电网电压定向的矢量控制，将电网电压合成矢量定在dq旋转坐标系的d轴上，通过锁相环得到电网电压的空间位置角度θ、d轴电压Vcd和q轴电压Vcq。直流电压的给定值与实际的直流电压Vdc的偏差信号经过PI控制器得到d轴电流给定信号q轴电流给定信号可以根据系统的要求，为了实现功率因数为1的逆变(由于采用逆变器输出电流闭环控制)，q轴电流给定信号逆变器输出三相电流ia、ib、ic经过abc/αβ/dq的坐标变换转换为同步旋转dq坐标系下的直流量d轴电流id、q轴电流iq，d轴电流和q轴电流给定信号与实际的d轴电流和q轴电流的偏差信号经过PI控制器得到ud和uq。为了抑制电网电压谐波对逆变器性能的影响，采用电网电压前馈控制方法。为了更好地抑制电网电压高阻抗LCL滤波器谐振，将采集的电压ucao、ucbo、ucco经过微分和虚拟电容+电阻的方法得到ucα和ucβ，经坐标变换得到ucd和ucq。将ucd、ud和Vcd相加得到udout，将ucq、uq和Vcq相加得到uqout。对于T型三电平逆变器，中点电压波动大小直接影响逆变器的性能。为了抑制T型三电平中性点电压波动，T型三电平逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn两个电压的偏差信号经过PI控制器得到udiff，通过udiff去控制小矢量的作用时间从而控制T型三电平逆变器中点电压平衡。udout、uqout和udiff通过空间矢量调制(SVPWM)来实现对T型三电平光伏并网逆变器的控制。如图6所示的控制策略可以采用32位数字信号处理器TMS320F28335来实现。
将上述控制方法通过实验进行验证。实验参数直流电压为Edc＝650V，Rdc＝1Ω，L＝1.3mH，滤波电容C＝10uF，电网电压相电压有效值VRMS＝220V，直流母线电压给定PWM开关频率为10K，实验Cad＝50μF，Rad＝20Ω。经实验，高阻抗Lg＝1mH时T型三电平三相逆变器输出的相电压ucao和相电流ig的实验波形如图7(a)和(b)所示。高阻抗Lg＝0.2mH时T型三电平三相逆变器输出的相电压ucao和相电流ig的实验波形如图8(a)和(b)所示。从图7和图8的对比实验波形可知，(1)没有加LCL滤波器谐振抑制逆变侧电流闭环控制，如果电网电压高阻抗越大，其谐振越明显；(2)通过虚拟电容+电阻的谐振抑制控制方法可以很好的抑制电网电压高阻抗的谐振。
通过虚拟电容+电阻来实现对LCL谐振的抑制。其αβ坐标系下虚拟电容+电阻结构图如图9(a)和(b)所示。由图9(a)和(b)可知，滤波电容的电流为：
将式(8)离散化可得：
则虚拟电容+电阻的输出电压分别为：
实施例2
对应于实施例1，本施例提供一种抑制高阻抗谐振的控制装置，如图10所示，包括：
获取单元1，用于获取滤波电容输出相电压、并网逆变器输出电流、并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn；
第一计算单元2，用于将滤波电容输出相电压通过锁相环转换后获得电网电压的空间位置角度θ、d轴电压Vcd和q轴电压Vcq；
第二计算单元3，用于将并网逆变器输出电流和电网电压的空间位置角度θ通过abc/dq坐标变换转换后获得dq坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq，并将d轴电流id与d轴电流给定信号的偏差信号通过第一PI控制器后获得ud，并将q轴电流iq与q轴电流给定信号的偏差信号通过第二PI控制器后获得uq；
第三计算单元4，用于根据滤波电容输出相电压和电网电压的空间位置角度θ，坐标转换后获得dq坐标系下的电压ucd和ucq；
第四计算单元5，用于将d轴电压Vcd、ud和ucd相加后获得udout，并将q轴电压Vcq、uq和ucq相加后获得uqout；
第五计算单元6，用于将并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn的偏差信号通过第三PI控制器后获得udiff；
控制信号输出单元7，用于将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号。
上述抑制高阻抗谐振的控制装置，通过逆变器侧电流闭环控制即通过控制并网逆变器侧电流来间接控制网侧电流，相比于网侧电流闭环控制直接控制并网逆变器输给电网的电流，逆变器侧电流闭环控制更容易使系统稳定，且使并网逆变器具有很好的静、动态性能，同时可以更有效地保护电力电子功率开关。通过将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号，实现了抑制并网逆变器电网电压高阻抗(等效LCL滤波器)时的谐振，进一步实现了对并网逆变器网侧电流的稳定、可靠控制。
优选地，第三计算单元具体包括：
第六计算单元，用于根据公式
计算获得ucα和ucβ，其中，Rad为虚拟电阻的值，Cad为虚拟电容的值，虚拟电阻和虚拟电容串联后并联在滤波电容的两端，icα和icβ为αβ坐标系下滤波电容的电流，通过滤波电容输出相电压经过微分后获得；
第七计算单元，用于利用电网电压的空间位置角度θ，将ucα和ucβ通过坐标变换后获得ucd和ucq。
上述抑制高阻抗谐振的控制装置，通过引入αβ坐标系下虚拟电容+电阻，即假定在滤波电容的两端并联相互串联的虚拟电阻和虚拟电容，来计算获得ucd和ucq，这种虚拟电容+电阻的分析方法，能够使得高阻抗时的谐振得到很好的抑制，进一步提高了系统的稳定性和可靠性。
优选地，并网逆变器为T型三电平三相并网逆变器。
实施例3
本实施例提供一种抑制高阻抗谐振的控制系统，如图11所示，包括并网逆变器10和上述实施例的抑制高阻抗谐振的控制装置20。
并网逆变器10，其输入端与可再生能源的输出端连接，其每相输出端与LC滤波器的输入端连接，其控制端与抑制高阻抗谐振的控制装置的输出端连接；
抑制高阻抗谐振的控制装置20，用于生成控制信号抑制并网逆变器高阻抗时LCL滤波器的谐振。
上述抑制高阻抗谐振的控制系统，通过逆变器侧电流闭环控制即通过控制并网逆变器侧电流来间接控制网侧电流，相比于网侧电流闭环控制直接控制并网逆变器输给电网的电流，逆变器侧电流闭环控制更容易使系统稳定，且使并网逆变器具有很好的静、动态性能，同时可以更有效地保护电力电子功率开关。通过将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号，实现了抑制并网逆变器电网电压高阻抗(等效LCL滤波器)时的谐振，进一步实现了对并网逆变器网侧电流的稳定、可靠控制。
显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。
Claims (8)
1.一种抑制高阻抗谐振的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
获取滤波电容输出相电压、并网逆变器输出电流、并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn；
将滤波电容输出相电压通过锁相环转换后获得电网电压的空间位置角度θ、d轴电压Vcd和q轴电压Vcq；
将并网逆变器输出电流和电网电压的空间位置角度θ通过abc/dq坐标变换转换后获得dq坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq，并将d轴电流id与d轴电流给定信号的偏差信号通过第一PI控制器后获得ud，并将q轴电流iq与q轴电流给定信号的偏差信号通过第二PI控制器后获得uq；
根据滤波电容输出相电压和电网电压的空间位置角度θ，坐标转换后获得dq坐标系下的电压ucd和ucq；
将d轴电压Vcd、ud和ucd相加后获得udout，并将q轴电压Vcq、uq和ucq相加后获得uqout；
将并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn的偏差信号通过第三PI控制器后获得udiff；
将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据滤波电容输出相电压和电网电压的空间位置角度θ，获得ucd和ucq的具体步骤包括：
根据公式计算获得ucα和ucβ，其中，ucα和ucβ为αβ坐标系下滤波电容的电压，Rad为虚拟电阻的值，Cad为虚拟电容的值，虚拟电阻和虚拟电容串联后并联在滤波电容的两端，icα和icβ为αβ坐标系下滤波电容的电流，通过滤波电容输出相电压经过微分后获得；
利用电网电压的空间位置角度θ，将ucα和ucβ通过坐标变换后获得ucd和ucq。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述d轴电流给定信号具体通过以下步骤获得：
获取可再生能源实际的直流电压Vdc和直流电压给定值
将实际的直流电压Vdc和直流电压给定值的偏差信号通过第四PI控制器后获得d轴电流给定信号
4.根据权利要求1-3任一项所述的方法，其特征在于，所述并网逆变器为T型三电平三相并网逆变器。
5.一种抑制高阻抗谐振的控制装置，其特征在于，包括：
获取单元，用于获取滤波电容输出相电压、并网逆变器输出电流、并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn；
第一计算单元，用于将滤波电容输出相电压通过锁相环转换后获得电网电压的空间位置角度θ、d轴电压Vcd和q轴电压Vcq；
第二计算单元，用于将并网逆变器输出电流和电网电压的空间位置角度θ通过abc/dq坐标变换转换后获得dq坐标系下的d轴电流id和q轴电流iq，并将d轴电流id与d轴电流给定信号的偏差信号通过第一PI控制器后获得ud，并将q轴电流iq与q轴电流给定信号的偏差信号通过第二PI控制器后获得uq；
第三计算单元，用于根据滤波电容输出相电压和电网电压的空间位置角度θ，坐标转换后获得dq坐标系下的电压ucd和ucq；
第四计算单元，用于将d轴电压Vcd、ud和ucd相加后获得udout，并将q轴电压Vcq、uq和ucq相加后获得uqout；
第五计算单元，用于将并网逆变器正母线电压Vp和负母线电压Vn的偏差信号通过第三PI控制器后获得udiff；
控制信号输出单元，用于将udout、uqout和udiff通过空间矢量脉宽调制后获得并网逆变器抑制高阻抗谐振控制信号。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述第三计算单元具体包括：
第六计算单元，用于根据公式
计算获得ucα和ucβ，其中，ucα和ucβ为αβ坐标系下滤波电容的电压，Rad为虚拟电阻的值，Cad为虚拟电容的值，虚拟电阻和虚拟电容串联后并联在滤波电容的两端，icα和icβ为αβ坐标系下滤波电容的电流，通过滤波电容输出相电压经过微分后获得；
第七计算单元，用于利用电网电压的空间位置角度θ，将ucα和ucβ通过坐标变换后获得ucd和ucq。
7.根据权利要求5或6所述的装置，其特征在于，所述并网逆变器为T型三电平三相并网逆变器。
8.一种抑制高阻抗谐振的控制系统，其特征在于，包括并网逆变器和如权利要求5-7任一项所述的抑制高阻抗谐振的控制装置；
并网逆变器，其输入端与可再生能源的输出端连接，其每相输出端与LC滤波器的输入端连接，其控制端与抑制高阻抗谐振的控制装置的输出端连接；
抑制高阻抗谐振的控制装置，用于生成控制信号抑制并网逆变器高阻抗时LCL滤波器的谐振。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201610389261.6A CN105958533B (zh) | 2016-06-03 | 2016-06-03 | 一种抑制高阻抗谐振的控制方法、装置及系统 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| CN201610389261.6A CN105958533B (zh) | 2016-06-03 | 2016-06-03 | 一种抑制高阻抗谐振的控制方法、装置及系统 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN105958533A CN105958533A (zh) | 2016-09-21 |
| CN105958533B true CN105958533B (zh) | 2018-05-04 |
Family
ID=56907542
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201610389261.6A Active CN105958533B (zh) | 2016-06-03 | 2016-06-03 | 一种抑制高阻抗谐振的控制方法、装置及系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN105958533B (zh) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106532701B (zh) * | 2016-11-16 | 2019-01-18 | 西安交通大学 | Lcl型有源电力滤波器及其控制方法 |
| CN107317357B (zh) * | 2017-07-17 | 2019-08-30 | 湖南大学 | Lcl型并网逆变器小信号导纳建模与稳定性分析方法 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103780107A (zh) * | 2014-01-23 | 2014-05-07 | 中国科学院电工研究所 | 一种三相电压源型pwm整流器的电流控制方法 |
| CN105591400A (zh) * | 2016-01-15 | 2016-05-18 | 湖南大学 | 一种lcl型并网逆变器的快速鲁棒单电流反馈控制方法 |
-
2016
- 2016-06-03 CN CN201610389261.6A patent/CN105958533B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103780107A (zh) * | 2014-01-23 | 2014-05-07 | 中国科学院电工研究所 | 一种三相电压源型pwm整流器的电流控制方法 |
| CN105591400A (zh) * | 2016-01-15 | 2016-05-18 | 湖南大学 | 一种lcl型并网逆变器的快速鲁棒单电流反馈控制方法 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| 基于谐振阻尼的三相LCL型并网逆变器谐波抑制优化策略;谢震，汪兴等;《电力系统自动化》;20151225;第39卷(第24期);96-102 * |
| 提高LCL型并网逆变器鲁棒性的电容电流及时反馈有源阻尼方法;潘冬华，阮新波等;《中国电机工程学报》;20130625;第33卷(第18期);1-8 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN105958533A (zh) | 2016-09-21 |
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