CN111478565B - Vienna整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法 - Google Patents

Vienna整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，包括步骤：一、建立VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型；二、根据VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型，设计VIENNA整流器的能够抑制高次谐波的PR控制器；三、在VIENNA整流器的电流环内加入步骤二中设计的PR控制器以及采用步骤二中设计的PR控制器结构的高次谐波补偿器，得到VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器。本发明设计新颖合理，有效地抑制了网侧谐波，在负载突变时响应时间、调节时间和电压纹波均优于传统PI控制，提高了网侧电流质量，改善了系统性能。

Description

VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法
技术领域
本发明属于VIENNA整流器控制技术领域，具体涉及一种VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法。
背景技术
三相三线制VIENNA整流器与传统的三电平PWM整流器相比，具有开关器件数量少、开关应力小、成本低、驱动信号之间无需设置死区时间、网侧电流谐波含量少等优点，受到了国内外学者的广泛关注。
随着VIENNA整流器的应用越来越广泛，对其控制策略的研究显得尤为重要，主要研究有比例谐振控制、PI控制等控制算法。由于PI控制的适应性好、有较强的鲁棒性等优点，国内外专家对其进行了深入的研究，但是PI控制由于自身的限制不能对交流量进行无静差跟踪。PR控制因为可以对交流量进行无静差跟踪，完美的解决了PI控制带来的不足，所以国内外专家对PR控制进行了深入的研究。例如，李胜、程浩等在2018年第52卷第03期的《电力电子技术》期刊上发表的论文《高功率因数VIENNA整流器的研究与设计》，提出了一种PI控制的电压电流双闭环控制策略，解决了电压电流区间判断复杂的难题。王倩、同向前、张皓等在2016年第46卷第06期的《电气传动》期刊上发表的论文《基于准比例谐振的VIENNA整流器中点电位平衡策略》，提出了一种基于PR控制的VIENNA整流器双闭环控制策略与中点电位平衡控制。宋卫章、余丰、戴智豪等在2019年第23卷第5期的《电机与控制学报》期刊上发表的论文《带负载电流前馈的VIENNA整流器PR控制》，利用PR控制器有效消除输入电压电流相位差，实现无静差跟踪。在VIENNA整流器中，高次谐波的存在会对输入电流产生影响，导致输入电流发生畸变，且会严重影响系统的功率因数；但以上研究均没有对VIENNA整流器的高次谐波进行研究，现有技术中的VIENNA整流器控制方法还存在着无法有效抑制网侧谐波、系统功率因数差、网侧电流质量差、负载突变时响应时间和调节时间长等缺陷和不足。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，其有效地抑制了网侧谐波，在负载突变时响应时间、调节时间和电压纹波均优于传统PI控制，提高了网侧电流质量，改善了系统性能。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，该方法包括以下步骤：
步骤一、建立VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型；
步骤二、根据VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型，设计VIENNA整流器的能够抑制高次谐波的PR控制器，具体过程为：
步骤201、进行PR控制器的传递函数的设计；
步骤202、进行PR控制器的传递函数中参数的设计；
步骤三、在VIENNA整流器的电流环内加入步骤二中设计的PR控制器以及采用步骤二中设计的PR控制器结构的高次谐波补偿器，得到VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器。
上述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，步骤一种所述建立VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型的具体过程为：
步骤101、假设电网电压对称，基波频率远小于功率器件开关频率，交流侧电感和功率器件均为理想器件，建立三相abc坐标系下的数学模型为:
Figure BDA0002505567140000031
其中，L为交流侧电感，ia为电网a相电流，ib为电网b相电流，ic为电网c相电流，ea为电网a相电压，eb为电网b相电压，ec为电网c相电压，R为线路等效内阻，uaM为从整流桥与电网a相线连接的点到直流母线中点之间的电压，ubM为从整流桥与电网b相线连接的点到直流母线中点之间的电压，ucM为从整流桥与电网c相线连接的点到直流母线中点之间的电压，uMN为直流母线中点与交流电源中性点之间的电压，t为时间，C1为直流侧第一母线电容，C2为直流侧第二母线电容，Uc1为直流侧第一母线电容C1上的电压，Uc2为直流侧第二母线电容C2上的电压，Udc为直流侧母线电压，Z为负载的等效阻抗，Sap为电网a相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sbp为电网b相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Scp为电网c相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，San为电网a相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Sbn为电网b相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Scn为电网c相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，开关函数Sxy为
Figure BDA0002505567140000032
x＝a、b、c分别代表a相、b相、c相，y＝p、n分别代表整流桥的上桥臂、下桥臂；
步骤102、对式F1进行等幅值Clark坐标变换，得到两相静止ɑβ坐标系下的数学模型为:
Figure BDA0002505567140000041
其中，iα为电网电流的ɑ轴分量，iβ为电网电流的β轴分量，eα为三相电网电压的ɑ轴分量，eβ为三相电网电压的β轴分量，uα为整流器交流侧电压的ɑ轴分量且
Figure BDA0002505567140000042
uβ为整流器交流侧电压的β轴分量且
Figure BDA0002505567140000043
Sαp为电网电流的ɑ轴分量流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sβp为电网电流的β轴分量流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sαn为电网电流的ɑ轴分量流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Sβn为电网电流的β轴分量流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量。
上述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，步骤201中所述进行PR控制器的传递函数的设计的具体方法为：
步骤2011、将PR控制器的直流补偿器传递函数设计为：
Figure BDA0002505567140000044
其中，s为变量，KP为PR控制器的比例系数，Kr为PR控制器的谐振系数，ωc为截止频率；
步骤2012、将PR控制器的交流校正器传递函数设计为：
Figure BDA0002505567140000045
其中，ω0为谐振频率；
步骤2013、将式(F4)化简得到：
Figure BDA0002505567140000046
上述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，所述ω0的取值为100πrad/s。
上述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，步骤202中所述进行PR控制器的传递函数中参数的设计的具体过程为：
步骤2021、取KP、ωc、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制Kr变化时PR控制器的波特图，并根据Kr变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
步骤2022、取KP、Kr、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制ωc变化时PR控制器的波特图，并根据ωc变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
步骤2023、取Kr、ωc、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制KP变化时PR控制器的波特图，并根据KP变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
步骤2024、根据步骤2021、2022和2023得到的结论设定Kr、ωc和KP的取值。
上述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，步骤2021中所述KP的取值为1、所述ωc的取值为15、所述ω0的取值为100π。
上述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，步骤2022中所述KP的取值为0、所述Kr的取值为5、所述ω0的取值为100π。
上述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，步骤2023中所述Kr的取值为1、所述ωc的取值为15、所述ω0的取值为100π。
上述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，步骤三中所述高次谐波补偿器包括3次谐波补偿器、5次谐波补偿器、7次谐波补偿器和9次谐波补偿器，得到的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的传递函数为：
Figure BDA0002505567140000051
其中，KPk为k次谐波的比例系数，Krk为k次谐波的谐振系数。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
1、本发明的设计新颖合理，实现方便。
2、对传统PI控制研究后，发现其不能对交流量做到无静差跟踪，因此本发明采用了以PR控制器为基础的控制器，对交流量做到了无静差跟踪。
3、传统的PI控制在进行数字实现时，由于其dq轴解耦需要多次坐标转换，不利于数字实现，因此本发明采用了以PR控制器为基础的高次谐波抑制控制器，实现简单、快捷。
4、传统的PI控制在网侧高次谐波的处理和电压电流相位差方面仍然存在一定的缺陷，因此本发明以此为重心，有效地消除了电压电流相位差，抑制了网侧高次谐波，提升了系统的功率因数。
5、本发明在负载突变时响应时间、调节时间和电压纹波均优于传统PI控制，提高了网侧电流质量，改善了系统性能。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为本发明的方法流程框图；
图2为本发明VIENNA整流器的主电路结构图；
图3为本发明Kr变化时PR控制器的波特图；
图4为本发明ωc变化时PR控制器的波特图；
图5为本发明KP变化时PR控制器的波特图；
图6为本发明PR控制器和高次谐波补偿器组成的并联模块；
图7为本发明高次谐波抑制控制器应用到VIENNA整流器控制时的VIENNA整流器系统框图；
图8为本发明VIENNA整流器负载突变时直流侧的电压波形图；
图9为本发明VIENNA整流器开关管的电压波形图；
图10A为PI控制下的电网A相的电压电流波形图；
图10B为本发明的高次谐波抑制控制器下的电网A相的电压电流波形图；
图11A为在加入阻感性负载时PI控制下的电网网侧三相电流的谐波含量图；
图11B为在加入阻感性负载时本发明的高次谐波抑制控制器控制下的电网网侧三相电流的谐波含量图。
具体实施方式
如图1所示，本发明的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，包括以下步骤：
步骤一、建立VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型；
本实施例中，VIENNA整流器的主电路结构图如图2所示，图2中，N为交流电源的中性点，M为上下电容的中点，其电位为0；ea为电网a相电压，eb为电网b相电压，ec为电网c相电压，L为交流侧电感，R为线路等效内阻，ia为电网a相电流，ib为电网b相电流，ic为电网c相电流，idc直流侧输出电流，Udc为直流侧母线电压。
本实施例中，步骤一种所述建立VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型的具体过程为：
步骤101、为简化VIENNA整流器的数学分析，假设电网电压对称，基波频率远小于功率器件开关频率，交流侧电感和功率器件均为理想器件，建立三相abc坐标系下的数学模型为:
Figure BDA0002505567140000071
其中，L为交流侧电感，ia为电网a相电流，ib为电网b相电流，ic为电网c相电流，ea为电网a相电压，eb为电网b相电压，ec为电网c相电压，R为线路等效内阻，uaM为从整流桥与电网a相线连接的点(图2中a点)到直流母线中点之间的电压，ubM为从整流桥与电网b相线连接的点(图2中b点)到直流母线中点之间的电压，ucM为从整流桥与电网c相线连接的点(图2中c点)到直流母线中点之间的电压，uMN为直流母线中点与交流电源中性点之间的电压，t为时间，C1为直流侧第一母线电容，C2为直流侧第二母线电容，Uc1为直流侧第一母线电容C1上的电压，Uc2为直流侧第二母线电容C2上的电压，Udc为直流侧母线电压，Z为负载的等效阻抗，Sap为电网a相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sbp为电网b相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Scp为电网c相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，San为电网a相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Sbn为电网b相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Scn为电网c相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，开关函数
Figure BDA0002505567140000082
x＝a、b、c分别代表a相、b相、c相，y＝p、n分别代表整流桥的上桥臂、下桥臂；
具体实施时，C1＝C2；Uc1+Uc2＝Udc。
步骤102、对式F1进行等幅值Clark坐标变换，得到两相静止ɑβ坐标系下的数学模型为:
Figure BDA0002505567140000081
其中，iα为电网电流的ɑ轴分量，iβ为电网电流的β轴分量，eα为三相电网电压的ɑ轴分量，eβ为三相电网电压的β轴分量，uα为整流器交流侧电压的ɑ轴分量且
Figure BDA0002505567140000091
uβ为整流器交流侧电压的β轴分量且
Figure BDA0002505567140000092
Sαp为电网电流的ɑ轴分量流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sβp为电网电流的β轴分量流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sαn为电网电流的ɑ轴分量流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Sβn为电网电流的β轴分量流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量。
具体实施时，对式F2进行等幅值Park坐标变换，建立两相d-q旋转坐标系下的数学模型为:
Figure BDA0002505567140000093
其中，id为电网电流的d轴分量，iq为电网电流的q轴分量，ed为三相电网电压的d轴分量，eq为三相电网电压的q轴分量，ω为电网电压角频率，ud为整流器交流侧电压的d轴分量，uq为整流器交流侧电压的q轴分量，Sdp为电网电流的d轴分量流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sqp为电网电流的q轴分量流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sdn为电网电流的d轴分量流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Sqn为电网电流的q轴分量流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量；
由式F1能够看出，三相abc坐标系下的电压、电流均为时变的正弦量，所以根据式F1设计控制器十分困难；由式D1能够看出，dq坐标系下d轴电流方程中存在耦合项ωLiq，所以d轴电流受q轴电流的影响；同理，q轴电流也受d轴电流的影响，即存在交叉耦合，在设计控制器时需要考虑解耦，增加了控制器的复杂性。由式F2可知，在两相静止坐标系下，两个轴之间没有耦合项，只与各自的控制开关有关，即两个状态子方程完全独立。因此可以借助ɑβ坐标系下两轴的特性，在ɑβ坐标系中设计相应的PR控制器，消除电压电流相位差，实现无静差跟踪。
步骤二、根据VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型，设计VIENNA整流器的能够抑制高次谐波的PR控制器，具体过程为：
步骤201、进行PR控制器的传递函数的设计；
本实施例中，步骤201中所述进行PR控制器的传递函数的设计的具体方法为：
步骤2011、将PR控制器的直流补偿器传递函数设计为：
Figure BDA0002505567140000101
其中，s为变量，KP为PR控制器的比例系数，Kr为PR控制器的谐振系数，ωc为截止频率；
步骤2012、将PR控制器的交流校正器传递函数设计为：
Figure BDA0002505567140000102
其中，ω0为谐振频率；
交流信号可看成是多个不同幅值单位斜坡信号在时域的叠加，因此将交流校正器传递函数设计为式F4；
本实施例中，所述ω0的取值为100π rad/s。所述ω0的取值是按照电网基波频率取的。
步骤2013、将式(F4)化简得到：
Figure BDA0002505567140000103
步骤202、进行PR控制器的传递函数中参数的设计；
由于PR控制器的每个参数都会对系统的多个性能指标产生影响，因此为了使系统获得较好的动态和稳态性能，PR控制器的参数设计是关键。
本实施例中，步骤202中所述进行PR控制器的传递函数中参数的设计的具体过程为：
步骤2021、取KP、ωc、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制Kr变化时PR控制器的波特图，并根据Kr变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
本实施例中，步骤2021中所述KP的取值为1、所述ωc的取值为15、所述ω0的取值为100π。得到的Kr变化时PR控制器的波特图如图3所示。由图3可知，随着Kr的增大，谐振频率点的增益也增大而对非谐振频率处的增益基本没有影响，但当Kr增大到一定值以后，谐振频率附近的增益也有所增大，所以适当增大Kr有利于电网电流跟随电压。
步骤2022、取KP、Kr、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制ωc变化时PR控制器的波特图，并根据ωc变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
本实施例中，步骤2022中所述KP的取值为0、所述Kr的取值为5、所述ω0的取值为100π。得到的ωc变化时PR控制器的波特图如图4所示。由图4可知，ωc的大小直接决定带宽的大小，当ωc值越大时带宽越大，其值大小对谐振频率处的增益没有明显影响。可见，应设定合适的ωc值，使得带宽足够宽，减小电网频率波动对控制器无静差跟踪效果的影响，具体实施时，ωc的选取一般在5rad/s～20rad/s。
步骤2023、取Kr、ωc、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制KP变化时PR控制器的波特图，并根据KP变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
本实施例中，步骤2023中所述Kr的取值为1、所述ωc的取值为15、所述ω0的取值为100π。得到的KP变化时PR控制器的波特图如图5所示。由图5可知，KP主要影响系统的带宽与稳定性。随着KP的增大，带宽也随着增大，谐振效果被严重削弱，也即削弱了比例谐振控制器对频率的选择性，易造成谐振频率与其他频率点的相互干扰，不利于系统的稳定性。
步骤2024、根据步骤2021、2022和2023得到的结论设定Kr、ωc和KP的取值。
步骤三、在VIENNA整流器的电流环内加入步骤二中设计的PR控制器以及采用步骤二中设计的PR控制器结构的高次谐波补偿器，得到VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器。
由于电源电压发生畸变或负载突变的情况下，VIENNA整流器电网电流里往往含有3、5、7、9次等谐波成分，降低了电网电流质量；因此，本实施例中，步骤三中所述高次谐波补偿器包括3次谐波补偿器、5次谐波补偿器、7次谐波补偿器和9次谐波补偿器，得到的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的传递函数为：
Figure BDA0002505567140000121
其中，KPk为k次谐波的比例系数，Krk为k次谐波的谐振系数。
通过在VIENNA整流器的电流环内加入与这些谐波相对应的谐波补偿器，经由反馈可对相应次的谐波进行补偿，从而大大减少电网电流谐波含量，提高电流正弦度。
如图6所示为PR控制器和高次谐波补偿器组成的并联模块，针对将非线性负载接入电路时产生的高次谐波具有良好的补偿效果。
通过以上分析，最终设计出如图7所示的高次谐波抑制控制器应用到VIENNA整流器控制时VIENNA整流器系统框图。
图7中，L为交流侧电感，R为线路等效内阻，Load为系统的负载，Cabc/αβ为等幅值Clark坐标变换，将三相abc坐标系转换为两相静止ɑβ坐标系，PLL为锁相环，用来统一时钟信号，θ为由锁相环得到的相位角，SVPWM为空间矢量脉宽调制，其中MPR为PR控制器和高次谐波补偿器组成的并联模块(即发明的高次谐波抑制控制器)。
由图7可知，电压环的给定Udc *与反馈量Udc经过PI调节输出作为d轴有功电流的给定id *，q轴无功电流的给定iq *决定了系统的功率因数，给定电流id *、iq *经过反坐标变化转化为ɑβ坐标系下的交流电流量iɑ *、iβ *，借助ɑβ坐标系下变量之间的独立关系和高次谐波抑制控制器能够对交流量进行无静差跟踪。
为了验证采用本发明的基于PR控制器的高次谐波抑制控制器的VIENNA整流器性能，在Matlab/Simulink中搭建了整个系统的仿真模型，并进行了仿真验证,其参数如表1所示。
表1系统参数
参数 数值
网侧线电压有效值/V 380
频率/Hz 50
直流侧起始电压/V 750
交流侧滤波电感/mH 5
直流侧滤波电容/μF 700
开关频率/kHz 10
负载/Ω 200
图8为本发明VIENNA整流器负载突变时直流侧的电压波形，在0.1s时加入了阻感负载，从图8中能够看出，本发明的高次谐波抑制控制器比PI控制的响应速度更快，而且纹波更小。
图9为本发明VIENNA整流器开关管的电压波形，从图9中能够看出，开关管两端承受的电压为输出直流电压的一半，其承受较低的电压应力，在相同条件下可以选择耐压较低的功率器件。
图10A为PI控制下的电网A相的电压电流波形图，图10B为本发明的高次谐波抑制控制器控制下的电网A相的电压电流波形图，在0.1s加入阻感负载。从图中可以看出本发明的高次谐波抑制控制器的性能比PI控制的性能更好。
图11A为在加入阻感性负载时PI控制下的电网网侧三相电流的谐波含量图，图11B为在加入阻感性负载时本发明的高次谐波抑制控制器控制下的电网网侧三相电流的谐波含量图，从图中可以看出，PI控制下总谐波失真为2.87％。本发明的高次谐波抑制控制器控制下的总谐波失真为0.99％。在相同工况下将PI与本发明的高次谐波抑制控制器进行对比可以看出，采用本发明的高次谐波抑制控制器总谐波失真更低，从谐波分布上看采用本发明的高次谐波抑制控制器的高次谐波更低，证明在内环电流跟随器采用本发明的高次谐波抑制控制器要优于PI控制器。
综上所述，VIENNA整流器是一种性能优良的三电平拓扑，具有功率密度高、桥臂之间无直通、功率器件应力低等特点，取得了广泛的关注。本发明以三相三线制VIENNA整流器为研究对象，设计了其基于PR控制的高次谐波抑制控制器控制下的电流内环，有效的抑制了网侧谐波。在负载突变时响应时间、调节时间和电压纹波均优于传统PI控制，提高了网侧电流质量，改善了系统性能。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
前述对本发明的具体示例性实施方案的描述是为了说明和例证的目的。这些描述并非想将本发明限定为所公开的精确形式，并且很显然，根据上述教导，可以进行很多改变和变化。对示例性实施例进行选择和描述的目的在于解释本发明的特定原理及其实际应用，从而使得本领域的技术人员能够实现并利用本发明的各种不同的示例性实施方案以及各种不同的选择和改变。本发明的范围意在由权利要求书及其等同形式所限定。

Claims (5)

1.一种VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
步骤一、建立VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型；
步骤二、根据VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型，设计VIENNA整流器的能够抑制高次谐波的PR控制器，具体过程为：
步骤201、进行PR控制器的传递函数的设计；
步骤202、进行PR控制器的传递函数中参数的设计；
步骤三、在VIENNA整流器的电流环内加入步骤二中设计的PR控制器以及采用步骤二中设计的PR控制器结构的高次谐波补偿器，得到VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器；
步骤一种所述建立VIENNA整流器的两相静止ɑβ坐标系下的数学模型的具体过程为：
步骤101、假设电网电压对称，基波频率远小于功率器件开关频率，交流侧电感和功率器件均为理想器件，建立三相abc坐标系下的数学模型为:
Figure FDA0003237721720000011
其中，L为交流侧电感，ia为电网a相电流，ib为电网b相电流，ic为电网c相电流，ea为电网a相电压，eb为电网b相电压，ec为电网c相电压，R为线路等效内阻，uaM为从整流桥与电网a相线连接的点到直流母线中点之间的电压，ubM为从整流桥与电网b相线连接的点到直流母线中点之间的电压，ucM为从整流桥与电网c相线连接的点到直流母线中点之间的电压，uMN为直流母线中点与交流电源中性点之间的电压，t为时间，C1为直流侧第一母线电容，C2为直流侧第二母线电容，Uc1为直流侧第一母线电容C1上的电压，Uc2为直流侧第二母线电容C2上的电压，Udc为直流侧母线电压，Z为负载的等效阻抗，Sap为电网a相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sbp为电网b相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Scp为电网c相电流流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，San为电网a相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Sbn为电网b相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Scn为电网c相电流流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，开关函数Sxy为
Figure FDA0003237721720000021
x＝a、b、c分别代表a相、b相、c相，y＝p、n分别代表整流桥的上桥臂、下桥臂；
步骤102、对式F1进行等幅值Clark坐标变换，得到两相静止ɑβ坐标系下的数学模型为:
Figure FDA0003237721720000022
其中，iα为电网电流的ɑ轴分量，iβ为电网电流的β轴分量，eα为三相电网电压的ɑ轴分量，eβ为三相电网电压的β轴分量，uα为整流器交流侧电压的ɑ轴分量且
Figure FDA0003237721720000023
uβ为整流器交流侧电压的β轴分量且
Figure FDA0003237721720000024
Sαp为电网电流的ɑ轴分量流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sβp为电网电流的β轴分量流经整流桥的上桥臂时开关函数Sxy的分量，Sαn为电网电流的ɑ轴分量流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量，Sβn为电网电流的β轴分量流经整流桥的下桥臂时开关函数Sxy的分量；
步骤202中所述进行PR控制器的传递函数中参数的设计的具体过程为：
步骤2021、取KP、ωc、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制Kr变化时PR控制器的波特图，并根据Kr变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
步骤2022、取KP、Kr、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制ωc变化时PR控制器的波特图，并根据ωc变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
步骤2023、取Kr、ωc、ω0的值为固定值，采用计算机中的Matlab软件绘制KP变化时PR控制器的波特图，并根据KP变化时PR控制器的波特图分析Kr变化的影响；
步骤2024、根据步骤2021、2022和2023得到的结论设定Kr、ωc和KP的取值；
步骤三中所述高次谐波补偿器包括3次谐波补偿器、5次谐波补偿器、7次谐波补偿器和9次谐波补偿器，得到的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的传递函数为：
Figure FDA0003237721720000031
其中，KPk为k次谐波的比例系数，Krk为k次谐波的谐振系数；
步骤201中所述进行PR控制器的传递函数的设计的具体方法为：
步骤2011、将PR控制器的直流补偿器传递函数设计为：
Figure FDA0003237721720000032
其中，s为变量，KP为PR控制器的比例系数，Kr为PR控制器的谐振系数，ωc为截止频率；
步骤2012、将PR控制器的交流校正器传递函数设计为：
Figure FDA0003237721720000041
其中，ω0为谐振频率；
步骤2013、将式(F4)化简得到：
Figure FDA0003237721720000042
2.按照权利要求1所述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，其特征在于：所述ω0的取值为100πrad/s。
3.按照权利要求1所述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，其特征在于：步骤2021中所述KP的取值为1、所述ωc的取值为15、所述ω0的取值为100π。
4.按照权利要求1所述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，其特征在于：步骤2022中所述KP的取值为0、所述Kr的取值为5、所述ω0的取值为100π。
5.按照权利要求1所述的VIENNA整流器的高次谐波抑制控制器的设计方法，其特征在于：步骤2023中所述Kr的取值为1、所述ωc的取值为15、所述ω0的取值为100π。
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