CN110601201B - 一种基于直接交-交换流器h-mmc的upfc系统及其无源化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于直接交‑交换流器H‑MMC的UPFC系统及其无源化控制方法，将一种新的六边形直接交‑交变流器（Hexverter‑Modular Multilevel Converter,H‑MMC）应用于统一潮流控制器（Unified Power Flow Controller,UPFC），并设计了互联和阻尼配置的无源化控制方法（Interconnection and Damping Assignment Passivity‑Based Control，IDA‑PBC），实现UPFC调节线路的有功、无功潮流分布和电压幅值相位的功能。

Description

一种基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统及其无源化控制 方法

技术领域

本发明涉及统一潮流控制器设计领域，特别是一种基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统及其无源化控制方法。

背景技术

随着电力电子技术在电力系统中越来越广泛的应用，柔性交流输电(FACTS)技术应运而生。这种技术将电力电子技术与电力系统相融合，利用电力电子装置解决电力系统中的多种问题，比如电压控制、无功补偿、潮流分布控制、抑制次同步谐振和阻尼振荡、提高系统暂态稳定性等。FACTS技术的核心是FACTS装置。统一潮流控制器(Unified Power FlowController,UPFC)作为其中最具代表性的一类装置，既可以调节系统的有功无功分布，又可以对线路的电压幅值和相位进行控制，功能全面，因此具有很强的应用价值。

UPFC的核心部分是换流器。目前世界上已建成投运的UPFC工程，除中国的南京西环网220kV的UPFC工程之外，其余采用的电力电子器件均为可关断晶闸管，但由于器件个体差异，串联数量受到限制，因而也限制了可处理的系统功率上限；采用的换流器为多重化的三电平换流器，但这种传统的大功率换流器在应用于电压较高、功率较大的系统时，会存在功率密度低、结构复杂的问题。随着电力系统电压等级越来越高，输电容量越来越大，加之电力电子技术的飞速发展，新型的高电压大功率换流器逐渐取代传统的三电平换流器，受到了越来越多的研究。这其中最典型的当属模块化多电平换流器(Modular MultilevelConverter，MMC)MMC作为一种交-直-交型换流器，在高压直流输电领域具有很好的应用前景。但MMC也存在一些缺点，一是桥臂数多，使得建造成本高，二是需要经过交-直-交两级功率变换，使得能量转换效率偏低。

而随着电力电子器件的进一步发展，也逐渐出现了一些新的直接交-交换流器拓扑，比如由R.W.Erickson与O.A.Al-Naseem于2001年提出的模块化多电平矩阵式换流器(Modular Multilevel Matrix Converter，M3C)。M3C由9个桥臂直接连接两个交流系统，中间没有直流环节。但M3C同样存在桥臂数多，建造成本大的缺点，同时该拓扑的环流数众多，使得环流抑制策略十分复杂。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的是提出一种基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统及其无源化控制方法，能够提高传输效率，减少换流器中的桥臂数量，同时可以有效避免建模误差和参数干扰导致控制效果不理想的情况。

本发明采用以下方案实现：一种基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统，所述UPFC系统中的换流器采用六边形直接交-交变流器；

所述六边形直接交-交变流器为由六个桥臂构成的对称六边形结构，每个桥臂由N个结构参数完全相同的H桥子模块串联组成，三相输入侧和三相输出侧交替连接于两两桥臂之间的连接点。

进一步地，所述六边形直接交-交变流器的数学模型为：

式中，v_u、v_v、v_w和i_u、i_v、i_w分别为输入侧的电压和电流，v_a、v_b、v_c和i_a、i_b、i_c分别为输出侧的电压和电流；R、L分别为一个桥臂上的等效支路电阻和等效支路电感；i_bk表示第k个桥臂的桥臂电流，v_bk表示第k个桥臂的等效电压源电压，其中k＝1,2,...,6；v_NO表示输入输出系统中性点之间的电压。

进一步地，所述六边形直接交-交变流器在dq坐标系下的频率解耦数学模型为：

式中，A为系数矩阵，下标为1的变量由abc坐标系中1、3、5桥臂的变量变换而来，下标为2的变量由abc坐标系中2、4、6桥臂的变量变换而来，下标带s的为输入侧频率分量，下标带l的为输出侧频率分量；

其中，v_sd、v_sq表示输入侧电压的d轴、q轴分量，v_ld、v_lq表示输出侧电压的d轴、q轴分量；i_bd1-fs、i_bq1-fs表示1、3、5桥臂电流中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，i_bd1-fl、i_bq1-fl表示1、3、5桥臂电流中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；v_bsd1、v_bsq1表示1、3、5桥臂电压中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，v_bld1、v_blq1分别表示1、3、5桥臂电压中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；ω_s表示输入侧角频率，ω_l表示输出侧角频率；i_bd2-fs、i_bq2-fs表示2、4、6桥臂电流中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，i_bd2-fl、i_bq2-fl表示2、4、6桥臂电流中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；v_bsd2、v_bsq2表示2、4、6桥臂电压中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，v_bld2、v_blq2表示2、4、6桥臂电压中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；i_b0表示桥臂电流的零序分量，v_b01、v_b02分别表示1、3、5桥臂和2、4、6桥臂的零序电压分量；C表示桥臂子模块中电容的电容值；

和

分别为1、3、5桥臂和2、4、6桥臂的平均直流电压。

本发明还公开了一种基于上文所述的基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统的无源化控制方法，具体为：

基于所述六边形直接交-交变流器的频率解耦数学模型建立端口受控哈密顿模型，针对该受控哈密顿模型对互联矩阵和阻尼矩阵进行配置，得到IDA-PBC无源控制策略，桥臂电压控制变量如下：

式中，m_bsd1、m_bsq1表示1、3、5桥臂电压控制变量中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bld1、m_blq1表示1、3、5桥臂电压控制变量中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bsd2、m_bsq2表示2、4、6桥臂电压控制变量中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bld2、m_blq2表示2、4、6桥臂电压控制变量中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；V_dcr表示桥臂平均直流电压的稳态值，x_i分别表示十一个状态变量，r_i表示阻尼矩阵中的系数，V_sdm表示输入电压的幅值，V_ldm表示输出电压的幅值。

本发明将一种新的六边形直接交-交变流器(Hexverter-Modular MultilevelConverter,H-MMC)应用于统一潮流控制器(Unified Power Flow Controller,UPFC)，并设计了互联和阻尼配置的无源化控制方法(Interconnection and Damping AssignmentPassivity-Based Control，IDA-PBC)，实现UPFC调节线路的有功、无功潮流分布和电压幅值相位的功能。

与现有技术相比，本发明有以下有益效果：本发明提出的新型换流器可以大大提高传输效率，减少桥臂数量，降低成本，同时大大减少环流数量，使控制更加简便。在建立H-MMC的频率解耦数学模型的基础上，采用互联和阻尼配置的无源化控制(Interconnectionand Damping Assignment Passivity-Based Control，IDA-PBC)理论设计了H-MMC的无源控制器，与传统的矢量控制方法相比，本发明的方法可以有效避免建模误差和参数干扰导致控制效果不理想的情况，通过合理配置互联矩阵和阻尼矩阵，使系统获得理想的控制性能。

附图说明

图1为本发明实施例的系统框图。

图2为本发明实施例的六边形直接交-交变流器主电路结构示意图。

图3为本发明实施例的六边形直接交-交变流器的控制系统框图。

图4为本发明实施例的IDA-PBC控制框图。

图5为本发明实施例的六边形直接交-交变流器子模块结构示意图。

图6为本发明实施例的桥臂子模块等效示意图。

图7为本发明实施例的UPFC系统主电路模型示意图。

图8为本发明实施例的母线B1与B2间流过有功功率图。

图9为本发明实施例的母线B1与B2间流过无功功率图。

图10为本发明实施例的各段线路流过有功功率图。

图11为本发明实施例的各段线路流过无功功率图。

图12为本发明实施例的并联接入点电压图。

图13为本发明实施例的换流器桥臂等效直流电压图。

图14为本发明实施例的UPFC并联侧吸收无功功率图。

图15为本发明实施例的UPFC并联侧电压电流图。

图16为本发明实施例的母线B1与B2间流过无功功率图。

图17为本发明实施例的UPFC并联侧吸收无功功率图。

图18为本发明实施例的UPFC并联侧电压电流图。

图19为本发明实施例的母线B1与B2间流过无功功率图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

如图1所示，本实施例提供了一种基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统，所述UPFC系统中的换流器采用六边形直接交-交变流器；

所述六边形直接交-交变流器为由六个桥臂构成的对称六边形结构，每个桥臂由N个结构参数完全相同的H桥子模块组成，三相输入侧和三相输出侧交替连接于两两桥臂之间的连接点。

在本实施中，所述六边形直接交-交变流器的数学模型为：

式中，v_u、v_v、v_w和i_u、i_v、i_w分别为输入侧的电压和电流，v_a、v_b、v_c和i_a、i_b、i_c分别为输出侧的电压和电流；R、L分别为一个桥臂上的等效支路电阻和等效支路电感；i_bk表示第k个桥臂的桥臂电流，v_bk表示第k个桥臂的等效电压源电压，其中k＝1,2,...,6；v_NO表示输入输出系统中性点之间的电压。

在本实施中，所述六边形直接交-交变流器在dq坐标系下的频率解耦数学模型为：

式中，A为系数矩阵，下标为1的变量由abc坐标系中1、3、5桥臂的变量变换而来，下标为2的变量由abc坐标系中2、4、6桥臂的变量变换而来，下标带s的为输入侧频率分量，下标带l的为输出侧频率分量；

其中，v_sd、v_sq表示输入侧电压的d轴、q轴分量，v_ld、v_lq表示输出侧电压的d轴、q轴分量；i_bd1-fs、i_bq1-fs表示1、3、5桥臂电流中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，i_bd1-fl、i_bq1-fl表示1、3、5桥臂电流中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；v_bsd1、v_bsq1表示1、3、5桥臂电压中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，v_bld1、v_blq1分别表示1、3、5桥臂电压中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；ω_s表示输入侧角频率，ω_l表示输出侧角频率；i_bd2-fs、i_bq2-fs表示2、4、6桥臂电流中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，i_bd2-fl、i_bq2-fl表示2、4、6桥臂电流中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；v_bsd2、v_bsq2表示2、4、6桥臂电压中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，v_bld2、v_blq2表示2、4、6桥臂电压中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；i_b0表示桥臂电流的零序分量，v_b01、v_b02分别表示1、3、5桥臂和2、4、6桥臂的零序电压分量；C表示桥臂子模块中电容的电容值；

和

分别为1、3、5桥臂和2、4、6桥臂的平均直流电压。

本实施例还公开了一种基于上文所述的基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统的无源化控制方法，具体为：

基于所述六边形直接交-交变流器的频率解耦数学模型建立端口受控哈密顿模型，针对该受控哈密顿模型对互联矩阵和阻尼矩阵进行配置，得到IDA-PBC无源控制策略，桥臂电压控制变量如下：

式中，m_bsd1、m_bsq1表示1、3、5桥臂电压控制变量中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bld1、m_blq1表示1、3、5桥臂电压控制变量中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bsd2、m_bsq2表示2、4、6桥臂电压控制变量中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bld2、m_blq2表示2、4、6桥臂电压控制变量中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；V_dcr表示桥臂平均直流电压的稳态值，x_i分别表示十一个状态变量，r_i表示阻尼矩阵中的系数，V_sdm表示输入电压的幅值，V_ldm表示输出电压的幅值。

具体的，接下来结合说明书附图对本实施例的原理进行详细的说明。

如图1所示。H-MMC用作UPFC中的换流器，主电路结构如图2所示，与现有的UPFC系统相比，其采用直接交-交变流器H-MMC，省去了直流环节，同时减少了桥臂数量和环流数量，简化了控制并节约了成本。本实施例采用互联和阻尼配置的无源化控制(IDA-PBC)理论设计了H-MMC的控制策略，控制系统框图如图3所示，控制器框图如图4所示，与传统的矢量控制方法相比，本实施例的方法可以有效避免建模误差和参数干扰导致控制效果不理想的情况，通过合理配置互联矩阵和阻尼矩阵，使系统获得理想的控制性能，且控制器的响应速度和鲁棒性都有明显的提升。由图1可以看到，UPFC的核心部分是换流器，并联侧的换流器1通过并联变压器T1并入线路，串联侧换流器2通过串联变压器T2串入线路。当UPFC工作的时候，串联侧相当于一个幅值和相位均可控的电压源，通过控制单元的控制，可以实现对2端电压的调节和补偿。功率调节方面，UPFC可由1端从接入点吸收或发出有功功率，经过变流器输送至2端线路，同时换流器两端可以分别通过变压器与相应节点进行无功功率的交换。本发明所述的基于直接交-交变流器H-MMC的UPFC系统，选用H-MMC作为UPFC的变流器。图2可以看到，H-MMC由六个桥臂构成结构对称的六边形，三相输入侧和三相输出侧交替连接于两桥臂连接点。每个桥臂由个结构参数完全相同的H桥子模块组成。

在本实施例的分析中，将一个桥臂等效为一个理想受控电压源、一个支路电阻R和一个支路电感L的串联。对于每个子模块，设电容电压为v_c，则在调制信号的控制下，其输出电压有三种可能，即±v_c和0。因此，每个桥臂的等效理想受控电压源输出电压范围为-Nv_c到Nv_c。

本实施例采用一种互联和阻尼配置的无源化方法设计H-MMC的控制策略，控制框图如图3所示。控制策略的设计过程包括以下步骤：

步骤1：建立H-MMC的数学模型。

将输入侧电压和电流分别记为v_u、v_v、v_w和i_u、i_v、i_w，输出侧电压和电流记为v_a、v_b、v_c和i_a、i_b、i_c。输入侧频率为f₁(角频率为ω₁)，输出侧频率为f₂(角频率为ω₂)。六个桥臂的等效电压源电压与桥臂电流分别记为v_bk和i_bk(k＝1,2，…，6)。

由图2，根据基尔霍夫定律可以列出系统的电压和电流方程如下：

式中，v_NO表示输入输出系统中性点之间的电压。

当两系统均为三相三线制并且三相对称时，则有以下两个关系式成立：

(v_b1+v_b3+v_b5)-(v_b2+v_b4+v_b6)+6v_NO＝0 \*MERGEFORMAT (4)

步骤2：建立H-MMC在dq坐标系下的频率解耦数学模型。

由(1)和(2)可以看出，输出与输入电流以及每个桥臂的电压和电流均由两种频率的频率分量组成，即输入频率分量和输出频率分量，这就给直接对单一侧进行分析和控制造成困难，因此需要进行频率解耦。注意到H-MMC的拓扑是结构对称的，可以将六个桥臂按输入输出分为三相对称的两组进行坐标变换。利用dq变换将方程变换到dq坐标系下，将交流电气量转换为直流电气量。可以得到：

其中，

为系数矩阵。下标为“1”的变量由abc坐标系中1、3、5桥臂的变量变换而来，下标为“2”的变量由abc坐标系中2、4、6桥臂的变量变换而来。下标带“s”的为输入侧频率分量，下标带“l”的为输出侧频率分量。

根据(3)可以得到i_b01＝i_b02，因此设i_b0＝i_b01＝i_b02，则可将零序方程简化为：

至此，将(1)中的系统电压方程转化为了dq坐标系下频率解耦的电压方程。对于(2)中的电流方程，同样应用αβ0变换和dq变换，并进行频率解耦，则可以得到dq坐标系下的电流关系式：

图5给出了任意一个桥臂子模块的结构示意图。设S为开关函数，开通时为1，关断时为0，则有：

i_dc＝iS+i'(1-S)＝(2S-1)i \*MERGEFORMAT (10)

由于S∈{0,1}，因此(2S-1)∈{-1,1}，若用m表示该子模块的调制信号，忽略开关函数S的高频分量，则可以认为(2S-1)＝m。因此(10)可以写为：

i_dc＝mi \*MERGEFORMAT (11)

考虑到一个桥臂上的N个子模块充放电规律基本一致，因此可以将N个子模块等效为一个模块，如图6所示。此时可以得到该桥臂的直流方程：

式中，m_b为该桥臂调制信号。同理，对于H-MMC中的每一个桥臂，有：

应用与交流方程相同的处理方法，将六个桥臂分成两组，定义

即

和

分别为1、3、5桥臂和2、4、6桥臂的平均直流电压。则由(13)可以得到一组直流电压方程：

对(14)进行αβ0变换和dq变换。在变换过程中会出现频率为(f_s+f_l)和(f_s-f_l)的频率分量，但由于一般来说,为满足柔性交流输电的要求，所选取的子模块电容都比较大，可以抑制直流电压的波动，因此这两种频率分量对直流电压的影响很小，可以忽略不计。于是可以得到dq坐标系下的直流动态方程：

这样，将(5)、(6)、(7)和(15)联合，就得到了H-MMC在dq坐标系下的频率解耦数学模型。

步骤3：建立H-MMC的端口受控哈密顿(PCH)模型。

H-MMC系统是一个二端口网络，端口功率变量为：(v_sd,i_sd-fs)、(v_sq,i_sq-fs)、(0,i_sd-fl)、(0,i_sq-fl)、(0,-i_ld-fs)、(0,-i_lq-fs)、(v_ld,-i_ld-fl)、(v_lq,-i_lq-fl)。取端口输入变量为v_sd、v_sq、v_ld、v_lq，端口输出变量为i_sd-fs、i_sq-fs、-i_ld-fl、-i_lq-fl(此处，由于输出侧电流方向为流出系统，与参考方向相反，因此取负值)。选取存储能量函数H如下：

则上述的H-MMC频率解耦模型可以表示为形式(17)的PCH模型，

其中，状态变量为：

系统端口功率变量分别为：

u＝[v_sd v_sq v_ld v_lq]^T，y＝[i_sd-fs i_sq-fs-i_ld-fl-i_lq-fl]^T，

阻尼矩阵为：

输入矩阵为：

互联矩阵为：

考虑到本实施例中旋转坐标系以电网输入电压矢量定向，且采用等功率变换，故：

其中，V_sdm和V_ldm分别为输入电压和输出电压的幅值。

步骤4：基于IDA-PBC理论设计H-MMC的控制策略。

H-MMC的IDA-PBC控制流程总体上可以用如图3所示的控制框图来表示。首先，由给定的输入输出功率来确定输入电流和输出电流的参考值。之后，根据(12)和(13)中的电流关系得到桥臂电流的参考值。对桥臂电流的实际值进行αβ0和dq变换得到状态变量。之后根据IDA-PBC理论设计无源控制器，得到dq坐标系下的控制变量。将控制变量反变换到abc坐标系，并利用载波移相调制的方法得到六个桥臂的调制信号。针对系统的PCH模型，对互联矩阵和阻尼矩阵的配置方法不同，会得到不同的IDA-PBC。本实施例选用互联结构不变的IDA-PBC。

给定期望的闭环系统稳态平衡点为：

x^*＝[I_bd1-fs I_bq1-fs I_bd1-fl I_bq1-fl I_bd2-fs I_bq2-fs I_bd2-fl I_bq2-fl I_b0V_dcr V_dcr]^T

配置期望的闭环互联矩阵和阻尼矩阵分别为如下形式：

J_d＝J \*MERGEFORMAT (19)

R_d＝R+R_a \*MERGEFORMAT (20)

其中R_a为注入阻尼矩阵，可表示为如下形式：

对于一般情况，其实不要求注入阻尼矩阵一定为对称矩阵。当注入阻尼矩阵不对称时，可以将其分解成一个对称阵和一个反对称阵之和的形式，将这个对称阵记为R_a，反对称阵记为J_a。这时，J_a将不等于0，也意味着系统的互联结构将发生改变。在本节中要求系统互联结构不变，因此需要满足J_a＝0，R_a为对称矩阵。

此时可令希望的闭环存储函数如下形式：

则可以得到：

此时闭环系统仍可以写成PCH模型的形式。根据IDA-PBC理论，有

将(23)展开，可得有关十个控制变量的一个方程组，该方程组包含11个方程，而要求解的控制变量只有10个，因此可解出一个有关阻尼系数的约束条件。

由(23)中的前8式，可以解出桥臂电压8个控制变量如下，分别对应1、3、5和2、4、6桥臂输入、输出侧频率分量的d、q轴分量：

根据(24)-(31)，可以给出如图4的控制框图。图中对桥臂1、3、5输入频率分量的控制变量做了详细描述。其他控制变量的控制结构与之类似。

对于另外的两个零序控制变量m_b01和m_b02的求解，需要讨论与零序电流有关的K₉的取值。且当零序电流情况不同时，控制器阻尼系数的约束求解也不相同。

下面分情况进行讨论。

1)当K₉＝-2LI_b0≠0时，求解方程组中后两式，可以得到：

其中，T₁＝3CLV_dcr，T₂＝3CL，T₃＝I_b0V_dcr。

将所有求得的控制变量代入(23)中的第9式，可以得到有关部分阻尼系数的约束方程。并且考虑到注入阻尼矩阵R_a是一个对称矩阵，因此可以得到完整的阻尼系数约束条件如下：

其中，T₄＝-L/(3CV_dcr)，

T₅＝(L²I_bd1-fs ²r₁+L²I_bq1-fs ²r₂+L²I_bd1-fl ²r₃+L²I_bq1-fl ²r₄)/9C²V_dcr ²。

T₆＝(L²I_bd2-fs ²r₅+L²I_bq2-fs ²r₆+L²I_bd2-fl²r₇+L²I_bq2-fl ²r₈)/9C²V_dcr ²

为了保证系统是全局稳定的，R_d需要满足矩阵正定条件。由R_d正定，可以得到阻尼系数的取值范围。由于R_d的十阶主子式过于复杂，无法直接解出阻尼系数的取值范围，因此此处利用数值计算的方法来求解。

2)当K₉＝-2LI_b0＝0时，令m_b01＝m_b02，则可以得到：

在这种情况下，除r₁₀，r₁₁以及r₂₈～r₃₁外，其他阻尼系数的约束条件与K₉≠0时相同。变化的约束条件为：

因此除m_b01和m_b02外的其他控制变量表达式也不变。对于阻尼系数范围的求解方法与K₉≠0时相同。

步骤5：完成H-MMC的无源控制器设计。

H-MMC的无源控制系统的控制结构如图4所示。

特别的，本实施例在MATLAB/Simulink中搭建UPFC系统的仿真模型，图7给出了系统仿真模型的示意图。该系统为一个环形网络，有一个电源Source1，两个负载Load1、Load2，同时连接了两个外部系统System1和System2，用电源来表示。基于H-MMC的UPFC系统安装于电源Source1与线路L2之间。UPFC并联侧经由降压变压器T1并联与母线B1处，串联侧经由降压变压器T2串接入B1与B2之间。UPFC系统及换流器参数如图7、表1和表2所示。

该仿真模型，根据图2设计并搭建基于六边形直接交-交变流器H-MMC的UPFC系统。

该仿真模型，根据公式(1)～(36)，应用互联和阻尼配置的无源化控制(IDA-PBC)理论设计了控制策略，控制结构如图4所示。

表1线路部分参数表

表2换流器部分参数表

为验证UPFC对系统潮流及无功功率的调节作用，做如下仿真：

(1)当三相开关合上时，UPFC将不会被接入系统。此时从母线B1流向母线B2的自然有功功率为870MW，无功功率为-60Mvar。

(2)为验证UPFC对系统潮流的作用，设定UPFC在t₁＝4s时，UPFC投入系统运行，通过其串联侧向线路注入一个幅值相位均可调的补偿电压，即向系统叠加一个强制循环功率，调节系统功率，使其达到设定值(P_ref＝910MW，Q_ref＝20MVar)。

(3)仿真结果如图8～图13所示。图8和9可以看到，在4s之前，UPFC未投入系统，母线B1与B2间流过的有功和无功符合自然流过的功率值。在时刻t₁将UPFC接入系统运行，此时由于UPFC的调节作用，有功功率P_ref跃9升10至M设W定值910MW，无功功率Q_ref跃2升0M至V设ar定值20MVar。图10和图11给出了线路L1、L2、L3上的有功功率和无功功率变化情况。可以看到，由于线路L2紧接于母线B2之后，因此其功率变化情况与流过B2的功率一致。而在UPFC投入运行之后，线路L1上流过的有功和无功功率都较之前减小，由此可以看出，UPFC起到了调节线路潮流的作用。图12给出了并联侧接入点电压的波形图，可以看到，其电压一直维持在额定值。图13给出了换流器桥臂等效直流电压的波形，可以看到，桥臂等效直流电压一直稳定维持在220kV。

(4)为验证UPFC对系统无功补偿的作用，设定UPFC在t₁＝4s时，UPFC投入系统运行，通过其并联侧对系统进行无功补偿。

(5)仿真结果如图14～图19所示。图14给出了当设置UPFC并联侧吸收无功功率为80MVar时的波形，图15给出了此时并联侧同相电压和电流的波形。可以看到，在t₁时刻之前，UPFC未投入运行，并联侧电流为0；在t₁时刻之后，并联侧电流滞后于并联侧电压，滞后角度近似为90°，这也说明UPFC并联侧此时感性运行，从系统中吸收无功。图16给出了该情况下母线B1与B2间无功功率的变化情况，可以看到，此时流过无功减少。图17和18给出了相反情况，设置UPFC并联侧释放无功功率为80MVar，可以看到图18中t₁时刻之后并联侧电流超前于并联侧电压，超前角度近似为90°，说明此时UPFC并联侧容性运行，向系统提供无功。由图19可以看出此时流过母线B1与B2间的无功功率增加。

(6)以上仿真结果说明，本实施例提出的基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统主回路及控制系统可行，并且运行状态良好。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例。但是凡是未脱离本发明技术方案内容,依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (2)

1.一种基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统，其特征在于，所述UPFC系统中的换流器采用六边形直接交-交变流器；

所述六边形直接交-交变流器为由六个桥臂构成的对称六边形结构，每个桥臂由N个结构参数完全相同的H桥子模块串联组成，三相输入侧和三相输出侧交替连接于两两桥臂之间的连接点；

其中，所述六边形直接交-交变流器在dq坐标系下的频率解耦数学模型为：

式中，A为系数矩阵，下标为1的变量由abc坐标系中1、3、5桥臂的变量变换而来，下标为2的变量由abc坐标系中2、4、6桥臂的变量变换而来，下标带s的为输入侧频率分量，下标带l的为输出侧频率分量；

其中，v_sd、v_sq表示输入侧电压的d轴、q轴分量，v_ld、v_lq表示输出侧电压的d轴、q轴分量；i_bd1-fs、i_bq1-fs表示1、3、5桥臂电流中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，i_bd1-fl、i_bq1-fl表示1、3、5桥臂电流中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；v_bsd1、v_bsq1表示1、3、5桥臂电压中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，v_bld1、v_blq1分别表示1、3、5桥臂电压中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；ω_s表示输入侧角频率，ω_l表示输出侧角频率；i_bd2-fs、i_bq2-fs表示2、4、6桥臂电流中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，i_bd2-fl、i_bq2-fl表示2、4、6桥臂电流中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；v_bsd2、v_bsq2表示2、4、6桥臂电压中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，v_bld2、v_blq2表示2、4、6桥臂电压中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；i_b0表示桥臂电流的零序分量，v_b01、v_b02分别表示1、3、5桥臂和2、4、6桥臂的零序电压分量；C表示桥臂子模块中电容的电容值；

和

分别为1、3、5桥臂和2、4、6桥臂的平均直流电压；

其中，基于所述六边形直接交-交变流器的频率解耦数学模型建立端口受控哈密顿模型，针对该受控哈密顿模型对互联矩阵和阻尼矩阵进行配置，得到IDA-PBC无源控制策略，桥臂电压控制变量如下：

式中，m_bsd1、m_bsq1表示1、3、5桥臂电压控制变量中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bld1、m_blq1表示1、3、5桥臂电压控制变量中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bsd2、m_bsq2表示2、4、6桥臂电压控制变量中输入侧频率分量对应的d轴、q轴分量，m_bld2、m_blq2表示2、4、6桥臂电压控制变量中输出侧频率分量对应的d轴、q轴分量；V_dcr表示桥臂平均直流电压的稳态值，x_i分别表示十一个状态变量，r_i表示阻尼矩阵中的系数，V_sdm表示输入电压的幅值，V_ldm表示输出电压的幅值。

2.根据权利要求1所述的一种基于直接交-交换流器H-MMC的UPFC系统，其特征在于，所述六边形直接交-交变流器的数学模型为：

式中，v_u、v_v、v_w和i_u、i_v、i_w分别为输入侧的电压和电流，v_a、v_b、v_c和i_a、i_b、i_c分别为输出侧的电压和电流；R、L分别为一个桥臂上的等效支路电阻和等效支路电感；i_bk表示第k个桥臂的桥臂电流，v_bk表示第k个桥臂的等效电压源电压，其中k＝1,2,...,6；v_NO表示输入输出系统中性点之间的电压。

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