CN111446868B - 一种自耦电力电子变压器电路拓扑及其控制方法 - Google Patents

一种自耦电力电子变压器电路拓扑及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种自耦电力电子变压器电路拓扑及其控制方法，所述自耦电力电子变压器电路拓扑包括6条桥臂电力变换模块组（100）和6条同步串联补偿电力变换模块组（200），所述6条桥臂电力变换模块组（100）首尾端依次连接，形成六边形电路接线，桥臂电力变换模块组（100）首尾相接处为连接端；所述6条同步串联补偿电力变换模块组（200）的一端分别连接所述6个连接端，所述6条同步串联补偿电力变换模块组（200）的另一端按照顺序交错接入原方三相（300）和副方三相（400）。该电路拓扑及其控制方法可控性强，适应性强，效率高。

Description

一种自耦电力电子变压器电路拓扑及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子控制领域，具体涉及一种含同步串联补偿环节的自耦电力电子变压器电路拓扑及其控制方法。
背景技术
传统电力变压器承担电压变换和功率输送等作用，广泛应用在电力系统中。传统电力变压器具有效率高、经济性好、可靠性高、结构简单等特点，但是存在明显缺点，如空载损耗大、输送功率不可控、电能质量不可控、交流电频率不可调和调压困难等。例如，中国台湾地区电网额定频率为60Hz，而中国大陆则为50Hz，传统电力变压器无法实现闽台电力系统互联互通，须采取变频措施；由于南方电网和国家电网辖区内电力系统是同频交流异步的超大规模电力系统，所以闽粤电力系统交流同步联网困难。
目前柔性直流输电、直流背靠背输电、电力电子变压器等可实现变频的技术可以解决上述问题，并已经在电网中应用，但以上技术方案存在电力变换环节复杂、控制系统繁杂问题，多级电力变换还造成系统损耗较大问题；基于六边形变换拓扑的自耦电力电子变压器在满足交流电力直接变换功能的同时，还可以最大程度上简化系统，降低系统成本和运行损耗。然而，基于六边形变换拓扑的自耦电力电子变压器正常运行时必须满足严格的无功约束条件，否则将增加内部环流和系统损耗，不能满足对无功功率灵活控制要求。
发明内容
本发明的目的在于提供一种自耦电力电子变压器电路拓扑及其控制方法，可控性强，适应性强，效率高。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：一种自耦电力电子变压器电路拓扑，包括6条桥臂电力变换模块组(100)和6条同步串联补偿电力变换模块组(200)，所述6条桥臂电力变换模块组(100)首尾端依次连接，形成六边形电路接线，桥臂电力变换模块组(100)首尾相接处为连接端；所述6条同步串联补偿电力变换模块组(200)的一端分别连接所述6个连接端，所述6条同步串联补偿电力变换模块组(200)的另一端按照顺序交错接入原方三相(300)和副方三相(400)。
进一步地，所述桥臂电力变换模块组(100)由桥臂电抗器(110)和N个H桥变换器模块(120)串联组成，所述同步串联补偿电力变换模块组(200)由串联电抗器(210)和M个H桥变换器模块(220)串联组成，N和M均为大于等于1的整数。
进一步地，按如下步骤建立自耦电力电子变压器的三相静止坐标系模型及控制系统模型：
步骤S11：建立自耦电力电子变压器的三相静止坐标系模型；
步骤S12：原副方三相频率解耦变换；
步骤S13：将三相静止坐标系变换成同步旋转坐标系dq0的频率解耦的电压和电流关系；
步骤S14：建立自耦电力电子变压器的频率解耦的前馈解耦控制系统模型。
进一步地，所述步骤S11具体为：根据基尔霍夫电压和电流定律，各电压和电流满足如下关系：
Figure BDA0002480046690000021
Figure BDA0002480046690000022
Figure BDA0002480046690000023
Figure BDA0002480046690000024
iLA+iLB+iLC＝iLu+iLv+iLw＝0 (5)
Figure BDA0002480046690000025
Figure BDA0002480046690000026
其中，下标H表示该变量位于六边形变换器桥臂上，uH1、uH2、uH3、uH4、uH5、uH6分别为6条桥臂电力变换模块组(100)中N个串联H桥变换器模块(120)端口基波电压向量；iH1、iH2、iH3、iH4、iH5、iH6分别流经6条桥臂电力变换模块组(100)电流向量；LH为桥臂电力变换模块组等效电感，rH为桥臂电力变换模块组等效电感的内阻；下标L表示该变量位于同步串联补偿变换桥臂上，uLA、uLB、uLC以及uLu、uLv、uLw分别为6条同步串联补偿电力变换模块组(200)中M个串联H桥变换器模块(220)端口基波电压向量；iLA、iLB、iLC以及iLu、iLv、iLw分别流经6条同步串联补偿电力变换模块组(200)电流向量；LL为同步串联补偿电力变换模块组等效电感，rL为同步串联补偿电力变换模块组等效电感的内阻；uAN、uBN、uCN和uun、uvn、uwn分别为原方和副方交流系统相电压向量；uHA、uHB、uHC、uHu、uHv、uHw分别为6条桥臂电力变换模块组(100)首尾相接组成的六边形接线的接线端点位置的电压向量，并与所在的原方和副方交流系统相序对应。
进一步地，所述步骤S12具体为：原方和副方电压和电流频率互不关联，原方和副方电压和电流的工作频率分别定义为原方频率和副方频率，下标分别为-fp和-fs；
桥臂电力变换模块组(100)组成的六边形变换器的三相频率解耦得到：
Figure BDA0002480046690000031
同步串联补偿电力变换模块组(200)内电压和电流仅含有所在原方或副方频率分量，表示为：
Figure BDA0002480046690000041
进一步地，所述步骤S13具体为：原方和副方的等功率坐标变换矩阵Cp和Cs分别为：
Figure BDA0002480046690000042
式中
Figure BDA0002480046690000043
ωp和ωs分别是原副方交流角频率，
Figure BDA0002480046690000044
和
Figure BDA0002480046690000045
分别是原副方交流初相位，下标p和s分别表示原方和副方；
基于式(8)、式(9)，推导dq0坐标系下频率解耦的电压和电流关系，如下式所示：
Figure BDA0002480046690000046
Figure BDA0002480046690000051
上式中，uHpd、uHpq和uHp0为uHA、uHB和uHC在dq0坐标系下的电压；uHsd、uHsq和uHs0为uHu、uHv和uHw在dq0坐标系下的电压；uLpd、uLpq和uLp0为uLA、uLB和uLC在dq0坐标系下的电压；uLsd、uLsq和uLs0为uLu、uLv和uLw在dq0坐标系下的电压；iHXd、iHXq和iHX0为iH1、iH3和iH5在dq0坐标系下的电流；iHYd、iHYq和iHY0为iH2、iH4和iH6在dq0坐标系下的电流；uHXd、uHXq和uHX0为uH1、uH3和uH5在dq0坐标系下的电流；uHYd、uHYq和uHY0为uH2、uH4和uH6在dq0坐标系下的电流；iLpd、iLpq和iLp0为iLA、iLB和iLC在dq0坐标系下的电流；iLsd、iLsq和iLs0为iLu、iLv和iLw在dq0坐标系下的电流；upd、upq和up0为uAN、uBN和uCN在dq0坐标系下的电压；usd、usq和us0为uun、uvn和uwn在dq0坐标系下的电压；下标-fp表示上述电压和电流是以原方频率进行的dq0坐标变换，下标-fs表示上述电压和电流是以副方频率进行的dq0坐标变换；上式中：
Figure BDA0002480046690000052
其频率解耦的电压和电流存在如下式的等式关系：
Figure BDA0002480046690000061
不考虑0序分量，频率解耦的双dq模型描述为：
Figure BDA0002480046690000062
Figure BDA0002480046690000063
上式中，p为微分算子；原方交流系统的电压和电流中不含副方频率分量，反之亦然；
基于公式(3)和(4)推导dq0坐标系下的频率解耦的电流关系，如下式所示：
Figure BDA0002480046690000064
上式中：
Figure BDA0002480046690000071
不考虑0序分量，求解上式(16)，并且原副方电流不含对侧的频率分量，得到：
Figure BDA0002480046690000072
进一步地，所述步骤S14具体为：建立自耦电力电子变压器的频率解耦的前馈解耦控制策略；
针对桥臂电力变换模块组，采用前馈解耦控制策略，电流调节器采用PI调节，则
Figure BDA0002480046690000073
的控制方程为：
Figure BDA0002480046690000074
Figure BDA0002480046690000075
将式(18)和(19)代入(14)，得到：
Figure BDA0002480046690000081
针对同步串联补偿电力变换模块组，采用前馈解耦控制策略，电流调节器采用PI调节，则
Figure BDA0002480046690000082
的控制方程为：
Figure BDA0002480046690000083
将式(21)代入(15)，得到：
Figure BDA0002480046690000084
式(20)和式(22)表明，式(19)和式(21)使其电流内环实现解耦控制。
本发明还提供了一种自耦电力电子变压器电路拓扑的控制方法，包括以下步骤：
步骤S21：确定原副方控制模式，即确定其中一侧为直流电容电压稳定控制模式，另一侧可设置为恒功率控制模式；当原方设置为直流电容电压稳定控制模式，副方设置为恒功率控制模式时，原方交换的有功和无功功率分别为Pp和Qp，副方交换的有功和无功功率分别为Ps和Qs，其中原副方交换的有功功率相等、方向相反，即Pp＝-Ps；
步骤S22：获取直流电容电压与标准值的偏差，得到原方有功功率控制指令值iLpd-fp*；根据原方交换的无功功率Qp，设定原方无功功率控制指令值iLpq-fp*；根据副方交换的有功功率Ps和无功功率Qs，设定副方有功和无功功率控制指令值iLsd-fs*和iLsq-fs*；
步骤S23：根据式(17)计算桥臂电流控制指令值iHXd-fp，iHXq-fp，iHXd-fs，iHXq-fs，iHYd-fp，iHYq-fp，iHYd-fs，iHYq-fs；
步骤S24：原副方的同步串联补偿电力变换模块组(200)运行于STATCOM模式，仅产生无功功率QLp和QLs，吸收的有功功率PLp和PLs仅用于维持H桥变换器模块直流电容电压在额定；获取其直流电容电压与标准值的偏差，设定其有功功率控制指令值iLpd-fp*和iLsd-fs*；根据其交换的无功功率QLp和QLs，设定其无功功率控制指令值iLpq-fp*和iLsq-fs*；
步骤S25：由同步串联补偿电力变换模块组控制策略，如公式(21)和公式(22)，得到同步串联补偿电力变换模块组(200)电压控制指令值
Figure BDA0002480046690000091
和
Figure BDA0002480046690000092
步骤S26：建立6条桥臂电力变换模块组的无功功率约束条件；6条桥臂电力变换模块组(100)首尾相接组成六边形变换器，原副方满足严格的无功约束条件，即原副方无功功率和有功功率严格相等，如下式所示；
Figure BDA0002480046690000093
步骤S27：联立式(11)、式(12)以及式(23)，求解桥臂电力变换模块组(100)端点电压uHpd-fp，uHpq-fp，uHsd-fs，uHsq-fs；
步骤S28：根据式(19)和式(20)的控制模型，得到桥臂电力变换模块组的控制电压dq0坐标系下的参考值
Figure BDA0002480046690000094
步骤S29：将
Figure BDA0002480046690000095
以及
Figure BDA0002480046690000096
由dq0坐标系分别转换为原副方三相坐标系，得到桥臂电力变换模块组(100)和同步串联补偿电力变换模块组(200)的控制电压参考值。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
1、本发明通过设置同步串联补偿电力变换模块组，解决了采用六边形变换拓扑的自耦电力电子变压器，在正常运行时必须满足严格无功约束的要求，解决了系统内部环流的控制问题。
2、本发明含同步串联补偿环节的自耦电力电子变压器，具有结构简单、原副方有功和无功功率可控性强、频率和电压幅值适应性强、效率高等特点，进一步提高了采用六边形变换拓扑的自耦电力电子变压器的灵活可控性，适用于高压电力系统，特别是高压变频输电系统、高压变频电机控制系统。
附图说明
图1是本发明实施例的自耦电力电子变压器电路拓扑。
图2是本发明实施例中桥臂电力变换模块组和同步串联补偿电力变换模块组。
图3是本发明实施例中自耦电力电子变压器的电路结构示意图。
图4是本发明实施例中系统原方A相的稳态电压和电流向量关系。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
请参照图1，本发明提供了一种含同步串联补偿环节的自耦电力电子变压器电路拓扑，包括6条桥臂电力变换模块组100和6条同步串联补偿电力变换模块组200，所述6条桥臂电力变换模块组100首尾端依次连接，形成六边形电路接线，桥臂电力变换模块组100首尾相接处为连接端；所述6条同步串联补偿电力变换模块组200的一端分别连接所述6个连接端，所述6条同步串联补偿电力变换模块组200的另一端按照顺序交错接入原方三相300和副方三相400，即相邻同步串联补偿电力变换模块组200的另一端分别接入不同方，即原方或副方，形成原副方Y接。
请参照图2，所述桥臂电力变换模块组100由桥臂电抗器110和N个H桥变换器模块120串联组成，所述同步串联补偿电力变换模块组200由串联电抗器210和M个H桥变换器模块220串联组成，N和M均为大于等于1的整数。
本发明按如下步骤建立含同步串联补偿环节的自耦电力电子变压器的三相静止坐标系模型及控制系统模型：
步骤S11：建立自耦电力电子变压器的三相静止坐标系模型。
图3是本实施例中自耦电力电子变压器的电路结构示意图。图中箭头为电压和电流的正方向。该系统为三相对称系统，根据基尔霍夫电压和电流定律，各电压和电流满足如下关系：
Figure BDA0002480046690000111
Figure BDA0002480046690000112
Figure BDA0002480046690000113
Figure BDA0002480046690000114
iLA+iLB+iLC＝iLu+iLv+iLw＝0 (5)
Figure BDA0002480046690000115
Figure BDA0002480046690000116
其中，下标H表示该变量位于六边形变换器桥臂上，uH1、uH2、uH3、uH4、uH5、uH6分别为6条桥臂电力变换模块组100中N个串联H桥变换器模块120端口基波电压向量；iH1、iH2、iH3、iH4、iH5、iH6分别流经6条桥臂电力变换模块组100电流向量；LH为桥臂电力变换模块组等效电感，rH为桥臂电力变换模块组等效电感的内阻；下标L表示该变量位于同步串联补偿变换桥臂上，uLA、uLB、uLC以及uLu、uLv、uLw分别为6条同步串联补偿电力变换模块组200中M个串联H桥变换器模块220端口基波电压向量；iLA、iLB、iLC以及iLu、iLv、iLw分别流经6条同步串联补偿电力变换模块组200电流向量；LL为同步串联补偿电力变换模块组等效电感，rL为同步串联补偿电力变换模块组等效电感的内阻；uAN、uBN、uCN和uun、uvn、uwn分别为原方和副方交流系统相电压向量；uHA、uHB、uHC、uHu、uHv、uHw分别为6条桥臂电力变换模块组100首尾相接组成的六边形接线的接线端点位置的电压向量，并与所在的原方和副方交流系统相序对应。
步骤S12：原副方三相频率解耦变换。该步骤具体为：
原方和副方电压和电流频率互不关联，原方和副方电压和电流的工作频率分别定义为原方频率和副方频率，下标分别为-fp和-fs；
桥臂电力变换模块组100组成的六边形变换器的三相频率解耦得到：
Figure BDA0002480046690000121
同步串联补偿电力变换模块组200内电压和电流仅含有所在原方或副方频率分量，表示为：
Figure BDA0002480046690000122
步骤S13：将三相静止坐标系变换成同步旋转坐标系dq0的频率解耦的电压和电流关系。该步骤具体为：
原方和副方的等功率坐标变换矩阵Cp和Cs分别为：
Figure BDA0002480046690000131
式中
Figure BDA0002480046690000132
ωp和ωs分别是原副方交流角频率，
Figure BDA0002480046690000133
和
Figure BDA0002480046690000134
分别是原副方交流初相位，下标p和s分别表示原方和副方；
基于式(8)、式(9)，推导dq0坐标系下频率解耦的电压和电流关系，如下式所示：
Figure BDA0002480046690000135
Figure BDA0002480046690000136
上式中，uHpd、uHpq和uHp0为uHA、uHB和uHC在dq0坐标系下的电压；uHsd、uHsq和uHs0为uHu、uHv和uHw在dq0坐标系下的电压；uLpd、uLpq和uLp0为uLA、uLB和uLC在dq0坐标系下的电压；uLsd、uLsq和uLs0为uLu、uLv和uLw在dq0坐标系下的电压；iHXd、iHXq和iHX0为iH1、iH3和iH5在dq0坐标系下的电流；iHYd、iHYq和iHY0为iH2、iH4和iH6在dq0坐标系下的电流；uHXd、uHXq和uHX0为uH1、uH3和uH5在dq0坐标系下的电流；uHYd、uHYq和uHY0为uH2、uH4和uH6在dq0坐标系下的电流；iLpd、iLpq和iLp0为iLA、iLB和iLC在dq0坐标系下的电流；iLsd、iLsq和iLs0为iLu、iLv和iLw在dq0坐标系下的电流；upd、upq和up0为uAN、uBN和uCN在dq0坐标系下的电压；usd、usq和us0为uun、uvn和uwn在dq0坐标系下的电压；下标-fp表示上述电压和电流是以原方频率进行的dq0坐标变换，下标-fs表示上述电压和电流是以副方频率进行的dq0坐标变换；上式中：
Figure BDA0002480046690000141
其频率解耦的电压和电流存在如下式的等式关系：
Figure BDA0002480046690000142
不考虑0序分量，频率解耦的双dq模型描述为：
Figure BDA0002480046690000151
Figure BDA0002480046690000152
上式中，p为微分算子；原方交流系统的电压和电流中不含副方频率分量，反之亦然；
基于公式(3)和(4)推导dq0坐标系下的频率解耦的电流关系，如下式所示：
Figure BDA0002480046690000153
上式中：
Figure BDA0002480046690000154
不考虑0序分量，求解上式(16)，并且原副方电流不含对侧的频率分量，得到：
Figure BDA0002480046690000161
步骤S14：建立自耦电力电子变压器的频率解耦的前馈解耦控制系统模型。该步骤具体为：
建立自耦电力电子变压器的频率解耦的前馈解耦控制策略；
针对桥臂电力变换模块组，采用前馈解耦控制策略，电流调节器采用PI调节，则
Figure BDA0002480046690000162
的控制方程为：
Figure BDA0002480046690000163
Figure BDA0002480046690000164
将式(18)和(19)代入(14)，得到：
Figure BDA0002480046690000171
针对同步串联补偿电力变换模块组，采用前馈解耦控制策略，电流调节器采用PI调节，则
Figure BDA0002480046690000172
的控制方程为：
Figure BDA0002480046690000173
将式(21)代入(15)，得到：
Figure BDA0002480046690000174
式(20)和式(22)表明，式(19)和式(21)使其电流内环实现解耦控制。
本发明还提供了上述自耦电力电子变压器电路拓扑的控制方法，包括以下步骤：
步骤S21：确定原副方控制模式；为保证H桥变换器模块直流电容电压保持在额定，原副方需要确定其中一侧为直流电容电压稳定控制模式，另一侧可设置为恒功率控制模式；在本实施例中，以“原方设置为直流电容电压稳定控制模式，副方设置为恒功率控制模式”为例；原方交换的有功和无功功率分别为Pp和Qp，副方交换的有功和无功功率分别为Ps和Qs，其中原副方交换的有功功率相等、方向相反，即Pp＝-Ps。
步骤S22：获取直流电容电压与标准值的偏差，得到原方有功功率控制指令值iLpd-fp*；根据原方交换的无功功率Qp，设定原方无功功率控制指令值iLpq-fp*；根据副方交换的有功功率Ps和无功功率Qs，设定副方有功和无功功率控制指令值iLsd-fs*和iLsq-fs*。
步骤S23：根据式(17)计算桥臂电流控制指令值iHXd-fp，iHXq-fp，iHXd-fs，iHXq-fs，iHYd-fp，iHYq-fp，iHYd-fs，iHYq-fs。
步骤S24：原副方的同步串联补偿电力变换模块组200运行于STATCOM模式，仅产生无功功率QLp和QLs，吸收的有功功率PLp和PLs仅用于维持H桥变换器模块直流电容电压在额定；因而，获取其直流电容电压与标准值的偏差，设定其有功功率控制指令值iLpd-fp*和iLsd-fs*；根据其交换的无功功率QLp和QLs，设定其无功功率控制指令值iLpq-fp*和iLsq-fs*。
步骤S25：由同步串联补偿电力变换模块组控制策略，如公式(21)和公式(22)，得到同步串联补偿电力变换模块组200电压控制指令值
Figure BDA0002480046690000181
和
Figure BDA0002480046690000182
步骤S26：建立6条桥臂电力变换模块组的无功功率约束条件；6条桥臂电力变换模块组100首尾相接组成典型的六边形变换器，为了约束内部环流并减小损耗，原副方需要满足严格的无功约束条件，即原副方无功功率和有功功率必须严格相等，如下式所示；
Figure BDA0002480046690000183
步骤S27：联立式(11)、式(12)以及式(23)，求解桥臂电力变换模块组100端点电压uHpd-fp，uHpq-fp，uHsd-fs，uHsq-fs。
步骤S28：根据式(19)和式(20)的控制模型，得到桥臂电力变换模块组的控制电压dq0坐标系下的参考值
Figure BDA0002480046690000191
步骤S29：将
Figure BDA0002480046690000192
以及
Figure BDA0002480046690000193
由dq0坐标系分别转换为原副方三相坐标系，得到桥臂电力变换模块组100和同步串联补偿电力变换模块组200的控制电压参考值。
特别的，设定自耦电力电子变压器原副方交换的有功功率为Pp＝-Ps＞0，其中原副方单位功率因数运行Qp＝Qs＝0，系统原方A相的稳态电压和电流向量关系如图4(a)所示，其他相和副方的稳态电压和电流向量相似。uHA与iLA向量平行，桥臂电力变换模块组无功交换为0，实现桥臂电力变换模块组的无功功率约束，而uLA与iLA向量垂直，体现同步串联补偿电力变换模块组200运行于STATCOM模式。
特别的，设定自耦电力电子变压器原副方交换的有功功率为Pp＝-Ps＝0，其中原副方功率因数运行Qp＝Qs＜0，自耦电力电子变压器原副方分别运行于STATCOM模式，并提供无功功率。系统原方A相的稳态电压和电流向量关系如图4(b)所示，其他相和副方的稳态电压和电流向量相似。uHA与iLA向量垂直，六边形变换器交换无功功率，通过调整uHA即可调整六边形变换器交换无功功率的大小，实现桥臂电力变换模块组的无功功率约束，而uLA与iLA向量垂直，体现同步串联补偿电力变换模块组200运行于STATCOM模式。
特别的，设定自耦电力电子变压器原副方交换的有功功率为Pp＝-Ps＞0，其中原副方功率因数运行Qp＝Qs＜0，自耦电力电子变压器原副方分别运行于具有无功调节的变压器模式。系统原方A相的稳态电压和电流向量关系如图4(c)所示，其他相和副方的稳态电压和电流向量相似。uHA与iLA向量平行，实现桥臂电力变换模块组的无功功率约束，而uLA与iLA向量垂直，体现同步串联补偿电力变换模块组200运行于STATCOM模式。
特别的，设定自耦电力电子变压器原副方交换的有功功率为Pp＝-Ps＜0，其中原副方功率因数运行Qp＝Qs＜0，自耦电力电子变压器原副方分别运行于具有无功调节的变压器模式。系统原方A相的稳态电压和电流向量关系如图4(d)所示，其他相和副方的稳态电压和电流向量相似。uHA与iLA向量平行，实现桥臂电力变换模块组的无功功率约束，而uLA与iLA向量垂直，体现同步串联补偿电力变换模块组200运行于STATCOM模式。
以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种自耦电力电子变压器电路拓扑，其特征在于，包括6条桥臂电力变换模块组(100)和6条同步串联补偿电力变换模块组(200)，所述6条桥臂电力变换模块组(100)首尾端依次连接，形成六边形电路接线，桥臂电力变换模块组(100)首尾相接处为连接端；所述6条同步串联补偿电力变换模块组(200)的一端分别连接所述6个连接端，所述6条同步串联补偿电力变换模块组(200)的另一端按照顺序交错接入原方三相(300)和副方三相(400)；
所述桥臂电力变换模块组(100)由桥臂电抗器(110)和N个H桥变换器模块(120)串联组成，所述同步串联补偿电力变换模块组(200)由串联电抗器(210)和M个H桥变换器模块(220)串联组成，N和M均为大于等于1的整数；
按如下步骤建立自耦电力电子变压器的三相静止坐标系模型及控制系统模型：
步骤S11：建立自耦电力电子变压器的三相静止坐标系模型；
步骤S12：原副方三相频率解耦变换；
步骤S13：将三相静止坐标系变换成同步旋转坐标系dq0的频率解耦的电压和电流关系；
步骤S14：建立自耦电力电子变压器的频率解耦的前馈解耦控制系统模型；
所述步骤S11具体为：根据基尔霍夫电压和电流定律，各电压和电流满足如下关系：
Figure FDA0003010444250000011
Figure FDA0003010444250000012
Figure FDA0003010444250000013
Figure FDA0003010444250000014
iLA+iLB+iLC＝iLu+iLv+iLw＝0 (5)
Figure FDA0003010444250000021
Figure FDA0003010444250000022
其中，下标H表示该变量位于六边形变换器桥臂上，uH1、uH2、uH3、uH4、uH5、uH6分别为6条桥臂电力变换模块组(100)中N个串联H桥变换器模块(120)端口基波电压向量；iH1、iH2、iH3、iH4、iH5、iH6分别流经6条桥臂电力变换模块组(100)电流向量；LH为桥臂电力变换模块组等效电感，rH为桥臂电力变换模块组等效电感的内阻；下标L表示该变量位于同步串联补偿变换桥臂上，uLA、uLB、uLC以及uLu、uLv、uLw分别为6条同步串联补偿电力变换模块组(200)中M个串联H桥变换器模块(220)端口基波电压向量；iLA、iLB、iLC以及iLu、iLv、iLw分别流经6条同步串联补偿电力变换模块组(200)电流向量；LL为同步串联补偿电力变换模块组等效电感，rL为同步串联补偿电力变换模块组等效电感的内阻；uAN、uBN、uCN和uun、uvn、uwn分别为原方和副方交流系统相电压向量；uHA、uHB、uHC、uHu、uHv、uHw分别为6条桥臂电力变换模块组(100)首尾相接组成的六边形接线的接线端点位置的电压向量，并与所在的原方和副方交流系统相序对应；
所述步骤S12具体为：原方和副方电压和电流频率互不关联，原方和副方电压和电流的工作频率分别定义为原方频率和副方频率，下标分别为-fp和-fs；
桥臂电力变换模块组(100)组成的六边形变换器的三相频率解耦得到：
Figure FDA0003010444250000031
同步串联补偿电力变换模块组(200)内电压和电流仅含有所在原方或副方频率分量，表示为：
Figure FDA0003010444250000032
所述步骤S13具体为：原方和副方的等功率坐标变换矩阵Cp和Cs分别为：
Figure FDA0003010444250000033
式中
Figure FDA0003010444250000034
ωp和ωs分别是原副方交流角频率，
Figure FDA0003010444250000035
和
Figure FDA0003010444250000036
分别是原副方交流初相位，下标p和s分别表示原方和副方；
基于式(8)、式(9)，推导dq0坐标系下频率解耦的电压和电流关系，如下式所示：
Figure FDA0003010444250000041
Figure FDA0003010444250000042
上式中，uHpd、uHpq和uHp0为uHA、uHB和uHC在dq0坐标系下的电压；uHsd、uHsq和uHs0为uHu、uHv和uHw在dq0坐标系下的电压；uLpd、uLpq和uLp0为uLA、uLB和uLC在dq0坐标系下的电压；uLsd、uLsq和uLs0为uLu、uLv和uLw在dq0坐标系下的电压；iHXd、iHXq和iHX0为iH1、iH3和iH5在dq0坐标系下的电流；iHYd、iHYq和iHY0为iH2、iH4和iH6在dq0坐标系下的电流；uHXd、uHXq和uHX0为uH1、uH3和uH5在dq0坐标系下的电流；uHYd、uHYq和uHY0为uH2、uH4和uH6在dq0坐标系下的电流；iLpd、iLpq和iLp0为iLA、iLB和iLC在dq0坐标系下的电流；iLsd、iLsq和iLs0为iLu、iLv和iLw在dq0坐标系下的电流；upd、upq和up0为uAN、uBN和uCN在dq0坐标系下的电压；usd、usq和us0为uun、uvn和uwn在dq0坐标系下的电压；下标-fp表示上述电压和电流是以原方频率进行的dq0坐标变换，下标-fs表示上述电压和电流是以副方频率进行的dq0坐标变换；上式中：
Figure FDA0003010444250000051
其频率解耦的电压和电流存在如下式的等式关系：
Figure FDA0003010444250000052
不考虑0序分量，频率解耦的双dq模型描述为：
Figure FDA0003010444250000053
Figure FDA0003010444250000054
上式中，p为微分算子；原方交流系统的电压和电流中不含副方频率分量，反之亦然；
基于公式(3)和(4)推导dq0坐标系下的频率解耦的电流关系，如下式所示：
Figure FDA0003010444250000061
上式中：
Figure FDA0003010444250000062
不考虑0序分量，求解上式(16)，并且原副方电流不含对侧的频率分量，得到：
Figure FDA0003010444250000063
所述步骤S14具体为：建立自耦电力电子变压器的频率解耦的前馈解耦控制策略；针对桥臂电力变换模块组，采用前馈解耦控制策略，电流调节器采用PI调节，则
Figure FDA0003010444250000064
的控制方程为：
Figure FDA0003010444250000065
Figure FDA0003010444250000071
将式(18)和(19)代入(14)，得到：
Figure FDA0003010444250000072
针对同步串联补偿电力变换模块组，采用前馈解耦控制策略，电流调节器采用PI调节，则
Figure FDA0003010444250000073
的控制方程为：
Figure FDA0003010444250000074
将式(21)代入(15)，得到：
Figure FDA0003010444250000075
式(20)和式(22)表明，式(19)和式(21)使其电流内环实现解耦控制。
2.根据权利要求1所述的一种自耦电力电子变压器电路拓扑的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S21：确定原副方控制模式，即确定其中一侧为直流电容电压稳定控制模式，另一侧可设置为恒功率控制模式；当原方设置为直流电容电压稳定控制模式，副方设置为恒功率控制模式时，原方交换的有功和无功功率分别为Pp和Qp，副方交换的有功和无功功率分别为Ps和Qs，其中原副方交换的有功功率相等、方向相反，即Pp＝-Ps；
步骤S22：获取直流电容电压与标准值的偏差，得到原方有功功率控制指令值iLpd-fp*；根据原方交换的无功功率Qp，设定原方无功功率控制指令值iLpq-fp*；根据副方交换的有功功率Ps和无功功率Qs，设定副方有功和无功功率控制指令值iLsd-fs*和iLsq-fs*；
步骤S23：根据式(17)计算桥臂电流控制指令值iHXd-fp*，iHXq-fp*，iHXd-fs*，iHXq-fs*，iHYd-fp*，iHYq-fp*，iHYd-fs*，iHYq-fs*；
步骤S24：原副方的同步串联补偿电力变换模块组(200)运行于STATCOM模式，仅产生无功功率QLp和QLs，吸收的有功功率PLp和PLs仅用于维持H桥变换器模块直流电容电压在额定；获取其直流电容电压与标准值的偏差，设定其有功功率控制指令值iLpd-fp*和iLsd-fs*；根据其交换的无功功率QLp和QLs，设定其无功功率控制指令值iLpq-fp*和iLsq-fs*；
步骤S25：由同步串联补偿电力变换模块组控制策略，如公式(21)和公式(22)，得到同步串联补偿电力变换模块组(200)电压控制指令值
Figure FDA0003010444250000081
和
Figure FDA0003010444250000082
步骤S26：建立6条桥臂电力变换模块组的无功功率约束条件；6条桥臂电力变换模块组(100)首尾相接组成六边形变换器，原副方满足严格的无功约束条件，即原副方无功功率和有功功率严格相等，如下式所示；
Figure FDA0003010444250000083
步骤S27：联立式(11)、式(12)以及式(23)，求解桥臂电力变换模块组(100)端点电压uHpd-fp，uHpq-fp，uHsd-fs，uHsq-fs；
步骤S28：根据式(19)和式(20)的控制模型，得到桥臂电力变换模块组的控制电压dq0坐标系下的参考值
Figure FDA0003010444250000091
步骤S29：将
Figure FDA0003010444250000092
以及
Figure FDA0003010444250000093
由dq0坐标系分别转换为原副方三相坐标系，得到桥臂电力变换模块组(100)和同步串联补偿电力变换模块组(200)的控制电压参考值。
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