CN106099937A - 一种统一电能质量调节器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种统一电能质量调节器及其控制方法，M3C‑UPQC的控制方法由外部补偿控制和内部平衡控制所组成。外部补偿控制根据非线性负载所需要补偿的谐波和无功分量作为指令，控制M3C‑UPQC输出补偿电流，实现提高电网电能质量的目的。而内部平衡控制依据各桥臂电容电压不平衡量作为指令，产生环流有功功率来改善各桥臂直流侧总电压不相等的问题。

Description

一种统一电能质量调节器及其控制方法

技术领域

本发明涉及模块化多电平变换器，特别是一种统一电能质量调节器及其控制方法。

背景技术

近年来，随着现代电力电子技术的发展，分布式电源技术得到了极大提升，使得清洁能源可以更好地得到利用，例如风能、光能、电动汽车在未来分布式电网系统扮演着分担负荷等重要作用。越来越多的新能源发电装置和非线性负载接入分布式电网，随之而来会造成一系列电能质量问题，例如：低功率因数、电压骤升或骤降、谐波电流等。这些问题对电网的电压和频率稳定性带来了巨大挑战。为了解决这些问题，统一电能质量调节器因为它具有全面地改善电能质量问题的能力，同时多提供了一个对电网的接口，而得到了高度地关注。

串联型和并联型有源电力滤波器(active power filter,APF)可以针对不同类型的负载来进行补偿，解决电网电能质量问题，但是APF的根据补偿对象的不同，所采用的拓扑结构与接入电网的方式都会有较大差异。而基于交交变频结构的统一电能质量调节器(unified power quality conditioner,UPQC)，综合了串联型APF和并联型APF的优点，可以解决电压型或者电流型非线性负载的电能质量问题。但是传统UPQC由于电力电子器件耐压特性的限制，仅适用于低压配电系统，不适用于中高压系统。

近年来，模块化多电平变换器(modular multilevel converter,MMC)得到了越来越多的关注，通过将开关模块级联连接，MMC不仅完美解决了开关器件耐压的问题，同时极大提升了输出电压波形的质量。MMC由于其出众的特性，已经成功应用于高压直流输电系统等大功率电能传输系统中。

曾有许多基于模块化多电平变换器的统一电能质量调节器拓扑被提出，它们共用直流侧电压，由2N个半桥或者由N个全桥子模块级联组成串联或者并联变换器，产生2N+1电平的输出电压，它们都有各自的优势与不足。

因为器件参数不会完全一致，所以MMC装置内会有环流产生，环流的出现，虽然不会影响到M3C-UPQC的输出特性，但是环流会影响到MMC内的有功分布，导致各个桥臂的直流侧电容电压不相等，进而影响到M3C-UPQC的整体稳定性。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种统一电能质量调节器及其控制方法。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种统一电能质量调节器，包括四个结构相同的多电平变换器桥臂；第一、第二、第三、第四桥臂分别与第一、第二、第三、第四连接滤波电抗串联；第一连接滤波电抗与第二连接滤波电抗连接，且连接点接入电网；第三连接滤波电抗与第四连接滤波电抗连接，且连接点接入电网；所述第一桥臂与第三桥臂连接；所述第二桥臂与第四桥臂连接；每个桥臂由N个H桥子模块级联而成；所述第一桥臂与第三桥臂的连接点、所述第二桥臂与第四桥臂的连接点均直接接入电网。

所述两个连接点分别与滤波电容两极连接；所述滤波电容两极分别接入变压器副边两端；所述变压器原边两端分别接电网和非线性负载。

相应的，本发明还提供了一种统一电能质量调节器控制方法，包括以下步骤：

1)外部补偿控制中，采用各相桥臂的直流侧总电压进行外环PI控制，补偿电流内环采用无差拍控制，对负载电流进行快速跟踪；在补偿电网电压畸变的时候，根据所采样的交流滤波电容的输出电压，使用另一个PI控制器来减少电压畸变率；

2)在内部平衡控制中，采用双闭环控制，其中外环为差模电容电压环，采用PI控制；内环为环流控制环，采用无差拍控制；通过内部平衡控制，限制有功功率在2个桥臂组之间的流动，维持直流侧电容电压的平衡和稳定。

外部补偿控制的具体实现过程包括：采样非线性负载电流i_L，电网电压u_s，滤波电容输出电压u_C，各个H桥子模块的直流侧电压信号以及4个桥臂的输出电流i_x；依据电网电压u_s获取电网相位，依据个H桥子模块的直流侧电压信号来获取直流侧电容电压共模分量依据滤波电容输出电压u_C计算出电网电压补偿信号，依据非线性负载电流i_L获取基波有功分量i_fd，基波无功分量i_fq和谐波分量i_h，从而获取电流补偿信号；通过控制器对采样所得信号进行处理，生成补偿电压参考值和补偿电流参考值结合上述信号和控制系统内部的直流侧电容电压参考值进行控制，最后生成补偿电流控制器的输出n_pc和补偿电压控制器的输出n_sc，完成外部补偿控制。

步骤1)中，电网电压和电流补偿信号为：

是补偿电压参考值；是补偿电流参考值；u_s为电网电压；u_N表示幅值为U_N的额定电压；非线性负载电流i_L可以分解为基波有功分量i_fd，基波无功分量i_fq和谐波分量i_h，I_fd表示i_fd的幅值，I_fq表示i_fq的幅值，I_hi表示i_h的幅值；ω₁表示基波角频率；m和n分别表示非线性负载电流和电网电压的最大谐波次数；U_S1代表电网基波电压幅值，U_Sj代表电网电压第j次谐波分量幅值；k是变压器变比；表示第j次谐波的初始相位；ω_j表示第j次谐波的角频率。

内部平衡控制的具体实现过程包括：依据各个H桥子模块的直流侧电压信号来获取直流侧电容电压差模分量依据4个桥臂的输出电流i_x来获取环流信号i_z，结合上述信号和控制系统内部的前馈环流信号i_zref，前馈控制输出u_zref和反馈控制输出Δu_z以及直流侧电容电压参考值进行控制，输出调制度n_z1和n_z2，最后使用变换矩阵T₂，综合n_pc，n_sc，n_z1和n_z2，获得各个桥臂的调制度信号，综合控制各个桥臂中的开关管，在维持装置直流侧电容电压的平衡和稳定的同时，进行电压和电流补偿，完成内部平衡控制。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明可以避免使用巨大的多重绕组变压器和公共直流母线，可以直接进行不同频率之间交流电的变换，为电能质量的改善提供一种选项；可以在进行电能质量治理的同时，保证M3C-UPQC的稳定性。

附图说明

图1为M3C-UPQC拓扑结构和控制方法示意图；

图2为M3C-UPQC基于电压源的综合等效电路图；

图3为M3C-UPQC基于电压源的解耦等效电路图；

图4位无差拍控制的原理框图。

具体实施方式

参见图1，为M3C-UPQC拓扑结构和控制方法示意图，装置拓扑结构包括4个相同的多电平变换器桥臂、连接滤波电抗L、滤波电容C_F、串联注入电压器，装置的每个桥臂由N个H桥子模块级联而成。多电平变换器具有易扩展、耐高压、输出谐波少等特点，滤波电容C_F可以滤除电网流入M3C-UPQC的谐波，连接滤波电抗起到抑制环流的作用。

u_s为单相电网电压，Δu表示变压器上的压降，u_c表示交流滤波电容输出电压，u_L表示负载电压，i_s表示电网电流，i_tc表示变压器二次绕组的电流，i_L表示负载电流，i_sc表示M3C-UPQC串联侧输出电流，i_pc表示M3C-UPQC并联侧输出电流，i_x(x＝1，2，3，4)分别代表4个桥臂的输出电流，非线性负载表示含有非线性半导体开关器件的负载。

M3C-UPQC由分别与电网串联和并联的变换器组成，并联部分变换器可以通过补偿无功和谐波电流来提高电网功率因数，抑制电网电流畸变。串联部分变换器可以抑制负载电压的骤升和骤降，降低电网电压畸变率，以保住负载的正常供电。

先将M3C-UPQC与电网并联的一侧接入电网，再将与电网串联的一侧接入电网，完成不可控整流对直流侧电容的充电之后，再经过PWM整流，获得更高的直流侧电压。以上步骤完成之后，M3C-UPQC就可以进行补偿。

如图2所示为M3C-UPQC基于电压源的综合等效电路图，R和L分别表示滤波电感的等效电阻和电感，u_x(x＝1,2,3,4)分别表示4个桥臂的输出电压，i_z表示装置拓扑结构内的环流，它不会对输出电流造成影响。M3C-UPQC在用于负序补偿时，可以利用环流进行直流侧电压平衡控制。根据基尔霍夫电流定律，桥臂电流之间有：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{sc}=i_1+i_3=i_2+i_4\\ i_{pc}=i_2-i_1=i_3-i_4\\ i_z=(i_4+i_3-i_2-i_1)/4\end{array}\right.---\left(1\right)$

由于4个桥臂参数几乎一致，所以桥臂电流可以由如下表示：

依据基尔霍夫电压定律，有：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1+u_4=u_C-u_L-L\frac{d(i_1+i_4)}{dt}-R(i_1+i_4)\\ u_2+u_3=u_C+u_L-L\frac{d(i_2+i_3)}{dt}-R(i_2+i_3)\end{array}\right.---\left(3\right)$

假设u_z1和u_z2是被注入的直流电压，v_G1和v_G2表示桥臂输出电压的交流部分，因此将M3C-UPQC解耦为交流部分和直流部分，期望的桥臂电压可以式(4)所示。1号桥臂和4号桥臂是第一组，2号桥臂和3号桥臂是第二组，如附图3所示。

此外，注入直流侧电压有如下关系：

$u_{z1}-u_{z2}=2L\frac{{\mathrm{di}}_z}{dt}+2i_{z}R---\left(5\right)$

如果在M3C-UPQC内使用恰当的电压平衡控制策略，那么每个桥臂的电压可以由式(6)表示，n_x表示调制度，u_{csum_x}表示x号桥臂的N个电容电压之和。n_xy和u_cxy分别表示第y个子模块的独立调制度和直流侧电容电压。

$u_x=\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{n}_{xy}{u}_{cxy}=n_x{u}_{csum\_x}---\left(6\right)$

因此，基于式(1)-(6)，每个桥臂的输出电压和输出电流是可控的，同时可以通过调节各个桥臂的调制度来调节环流。

在外部补偿控制中，M3C-UPQC的控制目的是维持负载电压u_L的稳定和减小电网电流i_s的畸变率。u_N表示幅值为U_N的额定电压，I_s是电网电流的幅值，ω₁表示基波角频率，则有式(7)所示关系。而非线性负载电流i_L可以分解为基波有功分量i_fd，基波无功分量i_fq和谐波分量i_h，I_fd，I_fq和I_hi均表示幅值，如式(8)所示。电网电压可以分解为基波分量和谐波分量，如式(9)所示。式(8)和式(9)中的m和n分别表示负载电流和电网电压的最大谐波次数。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_L=u_N=U_N{\mathrm{sin\ω}}_{1}t\\ i_S=i_{pc}+i_L=I_S{\mathrm{sin\ω}}_{1}t\end{array}\right.---\left(7\right)$

$i_L=i_{fd}+i_{fq}+i_h=I_{fd}{\mathrm{sin\ω}}_{1}t+I_{fq}{\mathrm{cos\ω}}_{1}t+\underset{i=2}{\overset{m}{\Σ}}{I}_{hi}{\mathrm{sin\ω}}_{i}t---\left(8\right)$

为了便于分析，做出如下假设：

1)不考虑电网电压变化情况，电网电压如式(9)所示，u_Sj表示第j次谐波分量有效值，U_Sj代表j次谐波分量幅值，表示第j次谐波的初始相位，ω_j表示j次谐波的角频率

2)串联变压器是理想的，同时流过交流滤波电容的电流可以忽略，则有式(10)所示。k是变压器变比，i_tc是变压器二次绕组电流

$\left\{\begin{array}{c}{u}_C=k(u_N-u_S)\\ i_{sc}=i_{tc}=-i_S/k\end{array}\right.---\left(11\right)$

3)假设电压扰动和电流畸变可以得到完全的抑制，经过补偿之后，它们都是标准正弦波。因此，不考虑功率损耗，仅有基频有功功率，如式(11)所示。i_pcd和i_pcq分别代表i_pc的传输的有功分量和补偿电流分量

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{pcq}+i_{fq}+i_h=0\\ u_L{i}_{pcd}+u_C{i}_{sc}=u_L{i}_{pcd}+k(u_N-u_{S1})i_{sc}=0\end{array}\right.---\left(12\right)$

结合上文所述式(7)，(10)和(11)的定义，i_s和i_pcd可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_S=\frac{U_N}{U_{S1}}{i}_{fd}\\ i_{pcd}=\frac{U_N-U_{S1}}{U_{S1}}{i}_{fd}\end{array}\right.---\left(13\right)$

此外，补偿电压和电流的参考值可以由式(13)表示。不同频率电压和电流乘积的积分为0。

两个桥臂组的电容电压值会因为不平衡的有功而不同。因此，需要控制M3C-UPQC内的环流和注入电压，来实现每个桥臂有功和电容电压的平衡。值得注意的是，每个桥臂的电阻虽然很小，但是不为0。因此，可以依据式(5)，向M3C-UPQC内注入一个微小的调节电压Δu_z来控制内部环流，在保证各桥臂的平衡，如式(14)所示。其中u_zref和Δu_z分别代表前馈控制输出和反馈控制输出。因为控制直流环流比控制交流环流简单，本发明选择向M3C-UPQC中注入直流电压，以此来控制环流。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{zref}{i}_z=I_{fd}(U_N^2-k^2{\left(U_N-U_{S1}\right)}^2)/8{\mathrm{kU}}_{S1}\\ u_{z1}=u_{zref}+{\mathrm{\Δu}}_z\\ u_{z2}=u_{zref}-{\mathrm{\Δu}}_z\end{array}\right.---\left(14\right)$

如图1所示，M3C-UPQC的综合控制包括外部补偿控制和内部平衡控制。外部补偿控制是为了响应M3C-UPQC整体的功率稳定性和对补偿参考值进行跟踪。首先，第一组和第二组的总电容电压值可以由式(15)表述。变换矩阵T₁被用来区分电容电压的共模部分和差模部分随后，使用包括共模电压外环和补偿电流内环，电压外环使用比例积分(PI)控制，电流内环采用无差拍(DBC)控制来跟踪误差。在补偿电网电压畸变的时候，根据所采样的交流滤波电容的电压，使用另一个PI控制器来减少电压畸变率。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{csum}^{G1}=\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{c1y}+\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{c4y}\\ u_{csum}^{G2}=\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{c2y}+\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{c3y}\end{array}\right.---\left(15\right)$

$\left[\begin{array}{c}{u}_{csum}^{com}\\ u_{csum}^{diff}\end{array}\right]=T_1\left[\begin{array}{c}{u}_{csum}^{G1}\\ u_{csum}^{G2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1/2& 1/2\\ 1/2& -1/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{csum}^{G1}\\ u_{csum}^{G2}\end{array}\right]---\left(16\right)$

其中为第1组桥臂的电容电压之和，为第2组桥臂的电容电压之和。

MMC的任何拓扑结构中都会遇到电压平衡控制的问题。如上所述，注入环流可以在差模有功传输控制时，提供一个自由度。因此，内部平衡控制为一个包括差模电压PI控制外环和环流PI控制内环的双闭环控制，内部平衡控制可以对两组桥臂的有功之差进行响应，调整环流，使得各桥臂的直流侧电容电压相同。内部平衡控制不会影响外部补偿控制。注入电压值u_zref，前馈环流信号i_zref根据式(14)可得。差模部分电容电压值输入PI控制器中作为反馈信号，来提高控制精度。另一个PI控制器用于跟踪直流环流，它的输出Δu_z被用于u_zref的反馈校正。最后，通过将前馈控制信号u_zref加入反馈校正信号Δu_z中，即可获得注入电压值u_z1和u_z2，如图4虚线框图所示。

最后，使用变换矩阵T₂，前面所述控制器的输出可以组合起来，获得x^th桥臂的调制度，其同时也是式(4)的结果。其中n_pc是补偿电流控制器的输出，n_sc是补偿电压控制器的输出，n_z1和n_z2是内部平衡控制器的输出。通过外部补偿控制和内部平衡控制，经过载波移相调制，M3C-UPQC就可以向各桥臂的开关管输出信号，对负载和电网进行补偿，同时，还可以维持自身的稳定。

$\left[\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\\ n_4\end{array}\right]=T_2\left[\begin{array}{c}{n}_{pc}\\ n_{sc}\\ n_{z1}\\ n_{z2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}-1& 1& 1& 0\\ 1& 1& 0& -1\\ 1& 1& 0& 1\\ -1& 1& -1& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{n}_{pc}\\ n_{sc}\\ n_{z1}\\ n_{z2}\end{array}\right]---\left(17\right)$

M3C-UPQC控制方法由外部补偿控制和内部平衡控制所组成，如图1中虚线框中所示。外部补偿控制根据非线性负载所需要补偿的谐波和无功分量作为指令，控制M3C-UPQC发出补偿电流，实现补偿电网电能质量的目的。而内部平衡控制依据各桥臂电容电压不平衡量和纹波量作为指令，产生环流有功功率来改善各桥臂直流侧总电压不相等的问题。M3C-UPQC的综合控制方法，包括以下步骤：

1)外部补偿控制中，采用各相桥臂的直流侧总电压进行外环PI控制，补偿电流内环采用无差拍控制，可以对负载电流进行快速跟踪，减少电网电流的畸变率。u_s为单相电网电压，u_{csum_ref}表示共模电压参考值，ω表示基波角频率，是补偿电流参考值，i_ref是电流内环参考值信号，i_pc表示M3C-UPQC并联侧输出电流，n_x表示x^th桥臂的调制度，u_c表示交流滤波电容输出电压，是补偿电压参考值。在补偿电网电压畸变的时候，根据所采样的交流滤波电容的输出电压，使用另一个PI控制器来减少电压畸变率。将桥臂分为两组，1号桥臂和4号桥臂是第一组，2号桥臂和3号桥臂是第二组，两组直流侧电压的共模分量和差模分量如下式所示。电压和电流补偿指令如下式所示。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{csum}^{G1}=\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{c1y}+\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{c4y}\\ u_{csum}^{G2}=\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{c2y}+\underset{y=1}{\overset{N}{\Σ}}{u}_{c3y}\end{array}\right.---\left(18\right)$

$\left[\begin{array}{c}{u}_{csum}^{com}\\ u_{csum}^{diff}\end{array}\right]=T_1\left[\begin{array}{c}{u}_{csum}^{G1}\\ u_{csum}^{G2}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1/2& 1/2\\ 1/2& -1/2\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{csum}^{G1}\\ u_{csum}^{G2}\end{array}\right]---\left(19\right)$

PI控制传递函数G_PI如下所示：

$G_{PI}=k_p+\frac{k_i}{s}---\left(21\right)$

其中k_p为比例系数，k_i为积分系数，s为拉普拉斯算子；为第1组桥臂，即第一桥臂和第四桥臂的电容电压之和，为第2组桥臂，即第二桥臂和第三桥臂的电容电压之和；u_c1y、u_c2y、u_c3y、u_c4y分别为第一、第二、第三、第四桥臂的电容电压；N为每个桥臂H桥子模块个数。

无差拍控制(DBC)的原理框图如图4所示，在每个调制周期开始时，根据前一时刻的指令电流值和实际补偿电流值的差值、负载参数及其它负载变量，计算出控制信号并输出跟踪指令值，每个控制周期的控制信号都会对该周期的指令信号和上一周期的采样反馈值进行修正，使得PWM产生的电流矢量误差减小。该方法实际上是一种采用数字技术实现的预测控制方案，能快速响应电流的突然变化，特别适合于快速暂态控制。

线性定常系统状态方程可表示为

$\stackrel{\·}{X}=AX+BV---\left(22\right)$

其中系数矩阵A，B为常数；X和V分别表示系统的状态向量和输入向量。

利用数学知识可以求得上式的时域解为

$X\left(t\right)=e^{A(t-t_0)}X\left(t_0\right)+{\∫}_0^t{e}^{A(t-\mathrm{\τ})}BV\left(\mathrm{\τ}\right)d\mathrm{\τ}---\left(23\right)$

以采样时间间隔T为标准，将连续系统离散化

$\left\{\begin{array}{c}X(k+1)=FX\left(k\right)+GV\left(k\right)\\ F=e^{AT}\\ G=\left({\∫}_0^T{e}^{At}dt\right)B=(e^{At}-I)A^{-1}B\end{array}\right.---\left(24\right)$

其中I是单位矩阵。

由于本发明的设计都是围绕着电压型逆变器而进行的，因此输入向量V(k)和电压U的关系为

V(k)＝ΔT(k)U (25)

其中U为逆变器的直流侧电压，ΔT(k)表示等间隔采样第k次时的脉宽量；如果用给定的参考状态量X_ref替代X(k+1)，式(24)变为

X_ref＝FX(k)+GΔT(k)U (26)

上式可看出，ΔT(k)可以计算得来，而且将其作为第(k+1)次等间隔采样时刻的跟踪参考状态指令，故X_k+1＝X_ref。因此系统要是能在时序上提前预测到下一个周期的参考状态，即在第k次采样时准确预测第(k+1)次的参考状态X_ref(k+1)，则第(k+1)次采样时刻的状态即为参考状态，这即是无差拍控制基本思路。

2)在内部平衡控制中，采用双闭环控制，其中外环为差模电容电压环，采用PI控制；内环为环流控制环，采用无差拍控制。差模分量电容电压值输入PI控制器中作为反馈信号，来提高控制精度。其中u_zref和Δu_z分别代表前馈控制输出和反馈控制输出，i_zref代表前馈环流信号，i_z表示装置拓扑结构内的环流。另一个PI控制器用于跟踪直流环流，它的输出Δu_z被用于u_zref的反馈校正。最后，通过将前馈控制信号u_zref加入反馈校正信号Δu_z中，即可获得注入电压值u_z1和u_z2。通过内部平衡控制，就可以限制有功功率在2个桥臂组之间的流动，维持直流侧电容电压的平衡和稳定，同时不会影响到外部补偿控制。

Claims (6)

1.一种统一电能质量调节器，其特征在于，包括四个结构相同的多电平变换器桥臂；第一、第二、第三、第四桥臂分别与第一、第二、第三、第四连接滤波电抗串联；第一连接滤波电抗与第二连接滤波电抗连接，且连接点接入电网；第三连接滤波电抗与第四连接滤波电抗连接，且连接点接入电网；所述第一桥臂与第三桥臂连接；所述第二桥臂与第四桥臂连接；每个桥臂由N个H桥子模块级联而成；所述第一桥臂与第三桥臂的连接点、所述第二桥臂与第四桥臂的连接点均直接接入电网。

2.根据权利要求1所述的统一电能质量调节器，其特征在于，所述两个与滤波电抗相连的连接点分别与滤波电容两极连接；所述滤波电容两极分别接入变压器副边两端；所述变压器原边两端分别接电网和非线性负载。

3.一种权利要求1或2所述统一电能质量调节器的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)外部补偿控制中，采用各相桥臂的直流侧总电压进行外环PI控制，补偿电流内环采用无差拍控制，对负载电流进行快速跟踪；在补偿电网电压畸变的时候，根据所采样的交流滤波电容的输出电压，使用另一个PI控制器来减少电压畸变率；

2)在内部平衡控制中，采用双闭环控制，其中外环为差模电容电压环，采用PI控制；内环为环流控制环，采用无差拍控制；通过内部平衡控制，限制有功功率在2个桥臂组之间的流动，维持直流侧电容电压的平衡和稳定。

4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于，外部补偿控制的具体实现过程包括：采样非线性负载电流i_L，电网电压u_s，滤波电容输出电压u_C，各个H桥子模块的直流侧电压信号以及4个桥臂的输出电流i_x；依据电网电压u_s获取电网相位，依据个H桥子模块的直流侧电压信号来获取直流侧电容电压共模分量依据滤波电容输出电压u_C计算出电网电压补偿信号，依据非线性负载电流i_L获取基波有功分量i_fd，基波无功分量i_fq和谐波分量i_h，从而获取电流补偿信号；通过控制器对采样所得信号进行处理，生成补偿电压参考值和补偿电流参考值结合上述信号和控制系统内部的直流侧电容电压参考值进行控制，最后生成补偿电流控制器的输出n_pc和补偿电压控制器的输出n_sc，完成外部补偿控制。

5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，步骤1)中，电网电压和电流补偿信号为：

是补偿电压参考值；是补偿电流参考值；u_s为电网电压；u_N表示幅值为U_N的额定电压；非线性负载电流i_L可以分解为基波有功分量i_fd，基波无功分量i_fq和谐波分量i_h，I_fd表示i_fd的幅值，I_fq表示i_fq的幅值，I_hi表示i_h的幅值；ω₁表示基波角频率；m和n分别表示非线性负载电流和电网电压的最大谐波次数；U_S1代表电网基波电压幅值，U_Sj代表电网电压第j次谐波分量幅值；k是变压器变比；表示第j次谐波的初始相位；ω_j和ω_i分别表示第j次和第i次谐波的角频率。

6.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，内部平衡控制的具体实现过程包括：依据各个H桥子模块的直流侧电压信号来获取直流侧电容电压差模分量依据4个桥臂的输出电流i_x来获取环流信号i_z，结合上述信号和控制系统内部的前馈环流信号i_zref，前馈控制输出u_zref和反馈控制输出Δu_z以及直流侧电容电压参考值进行控制，输出调制度n_z1和n_z2，完成内部平衡控制；最后使用变换矩阵T₂，综合n_pc，n_sc，n_z1和n_z2，获得各个桥臂的调制度信号，综合控制各个桥臂中的开关管，在维持装置直流侧电容电压的平衡和稳定的同时，进行电压和电流补偿。