CN113659608B - 一种隔离级同步调制的混合多电平sst拓扑及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑及控制方法，属于交流电网互联领域，所述拓扑包括模块化多电平变换器结构、级联H桥变换器结构、六有源桥变换器结构、基于全桥结构的高频链路、半桥与电容结构、全桥与电容结构以及三相桥臂；六有源桥变换器结构利用基于全桥结构的高频链路将模块化多电平变换器结构与级联H桥结构的子模块互联在一起，通过模块化多电平变换器控制、级联H桥变换器控制和六有源桥变换器控制的联合控制实现中压交流母线之间以及与中压直流母线间的能量传递，消除了半桥、全桥与电容结构中的电容电压纹波。本发明能够实现电网互联，顺带实现电网谐波治理，适用于10kV‑30kV间不同电压等级的隔离变换。

Description

一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑及控制方法
技术领域
本发明涉及交流电网互联技术领域，尤其是一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑及控制方法，用于中压交直流组网系统的固态变压器领域。
背景技术
随着微涡轮发电和风力发电等分布式发电系统所占比重的不断增加，其产生的电能与标准公共电网的电压和频率相比存在一定的偏差；这些系统产生的差异化电压和频率需要通过转换器使其与公用事业电网兼容，实现交流电网之间的输配电，传统的中中压交流电网之间的转换器采用三相交流/直流整流器、直流链路和三相直流/交流逆变器，隔离变压器的线路频率为50/60Hz，此种方案需要较多的体积庞大的线频磁性元件和大容值的直流链路电解电容器，且开关需要承受较高的电压、电流应力，相应的开关损耗也会增加。
随着电力电子技术的飞速发展，交流电网之间的柔性输配电结构逐渐优化，但是，国内对与中中压交直流电网互联的研究较为广泛，对于中压交流电网之间互联领域的尝试较少，对中压交流电网之间的能量传递存在的问题缺乏必要的认知和研究。
我国目前交流互联电网的数量远小于直流互联电网，为了进一步提高电网的灵活性、经济性和可靠性，电网的互联规模日益扩大，其中交流电网之间的互联也需要被重视与优化。
因此，有必要研发一种稳定、高效、成本与体积更低的电力电子变压器作为交流电网之间、交流电网与直流电网之间的输配电系统，用于能量的合理利用与资源分配以符合当前国家能源战略，具有重要意义。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑及控制方法，能够实现中压交流母线之间、中压交流与中压直流母线之间的能量传递，并且消除子模块电容电压纹波实现缩小子模块电容体积的功能。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑，包括模块化多电平变换器结构、级联H桥变换器结构、六有源桥变换器结构、基于全桥结构的高频链路、半桥与电容结构、全桥与电容结构以及三相桥臂；所述六有源桥变换器结构利用基于全桥结构的高频链路将模块化多电平变换器结构与级联H桥变换器结构的子模块互联在一起；所述模块化多电平变换器结构的三相桥臂中每相上桥臂包括n个隔离子模块和桥臂电感L ap、L bp、L cp，每相下桥臂包括n个子模块和桥臂电感L an、L bn、L cn；所述级联H桥变换器结构的三相桥臂中包括2n个子模块和桥臂电感L La、L Lb、L Lc。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述半桥与电容结构包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第一电容C M；所述第一功率开关管S1的漏极与第一电容C M的一端相连，第一功率开关管S1的源极与第二功率开关管S2的漏极相连；所述第二功率开关管S2的源极与第一电容C M的另一端相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述全桥与电容结构包括第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第六功率开关管S6和第二电容C C；所述第三功率开关管S3、第五功率开关管S5的漏极相连并与第二电容C C的一端相连，第三功率开关管S3、第五功率开关管S5的源极分别与第四功率开关管S4、第六功率开关管S6的漏极相连；所述第四功率开关管S4、第六功率开关管S6的源极相连且与第二电容C C的另一端相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述六有源桥变换器结构包括第七功率开关管S7、第八功率开关管S8、第九功率开关管S9、第十功率开关管S10、第十一功率开关管S11、第十二功率开关管S12、第十三功率开关管S13、第十四功率开关管S14、第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3、第四绕组N4、第五绕组N5、第六绕组N6、第七绕组N7、第八绕组N8和第一移相电感L 1；所述第七功率开关管S7的漏极与第九功率开关管S9的漏极相连并连接到第一电容C M的一端；所述第八功率开关管S8的源极与第十功率开关管S10的源极相连并连接到第一电容C M的另一端；所述第七功率开关管S7的源极与第八功率开关管S8的漏极相连；所述第九功率开关管S9的源极与第十功率开关管S10的漏极相连；所述第十一功率开关管S11的漏极与第十三功率开关管S13的漏极相连并连接到第二电容C C的一端；所述第十二功率开关管S12的源极与第十四功率开关管S14的源极相连并连接到第二电容C C的另一端；所述第十一功率开关管S11的源极与第十二功率开关管S12的漏极相连；所述第十三功率开关管S13的源极与第十四功率开关管S14的漏极相连；所述第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的同名端分别与每相桥臂的第七功率开关管S7以及第八功率开关管S8所组成的桥臂中点相连，所述第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的异名端分别与每相桥臂的第九功率开关管S9以及第十功率开关管S10所组成的桥臂中点相连；所述第四绕组N4、第五绕组N5、第六绕组N6的同名端分别与每相桥臂的第十一功率开关管S11以及第十二功率开关管S12所组成的桥臂中点相连，所述第四绕组N4、第五绕组N5、第六绕组N6的异名端分别与每相桥臂的第十三功率开关管S13以及第十四功率开关管S14所组成的桥臂中点相连；所述第七绕组N7的同名端与第一移相电感L 1的一端相连，所述第七绕组N7的异名端与第八绕组N8的异名端相连；所述第八绕组N8的同名端与第一移相电感L 1的另一端相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述模块化多电平变换器结构的每一相上桥臂的第一个半桥与电容结构的第一功率开关管S1的漏极相连形成中压直流母线的一端；所述每一相上桥臂的第一个半桥与电容结构的第二功率开关管S2的源极与下一个半桥与电容结构的第一功率开关管S1的源极相连；每一相上桥臂的最后一个半桥与电容结构的第二功率开关管S2的源极分别与上桥臂电感L ap、L bp、L cp的一端相连；所述上桥臂电感L ap、L bp、L cp的另一端与三相滤波电感L sa、L sb、L sc的一端相连；所述三相滤波电感L sa、L sb、L sc的另一端连接至中压交流母线；所述下桥臂电感L an、L bn、L cn的一端与三相滤波电感L sa、L sb、L sc的一端相连,所述下桥臂电感L an、L bn、L cn的另一端与每一相下桥臂的第一个半桥与电容结构的第一功率开关管S1的源极相连；所述每一相下桥臂的第一个半桥与电容结构的第二功率开关管S2的源极与下一子模块的第一功率开关管S1的源极相连；所述每一相下桥臂最后一个半桥与电容模块的第二功率开关管S2的源极相连形成中压直流母线的另一端；
所述模块化多电平变换器结构的半桥与电容结构输入电流包含直流分量与交流分量，交流分量主要包括基频分量与2倍频分量，所述上桥臂和下桥臂横向子模块之间，所述基频分量i uaf1、i ubf1、i ucf1与i daf1、i dbf1、i dcf1相位相同呈三相对称性，2倍频分量i uaf2、i ubf2、i ucf2与i daf2、i dbf2、i dcf2相位相反呈三相对称性；
所述半桥与电容结构的电容充放电电流中交流分量i M-uxac分为流向自身电容的纹波电流分量i M-uxac1与流向后级的纹波电流分量i M-uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，所述包括半桥与电容结构和全桥结构的高频链路的阻抗模型包括第一电容C M的等效导纳jω 0 C M、变压器漏感L MT的等效导纳1/jω 0 L MT。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述级联H桥变换器结构的每相桥臂的第一个全桥与电容结构的第三功率开关管S3与第四功率开关管S4组成的中点分别与桥臂电感L La、L Lb、L Lc的一端相连；所述三相桥臂电感L La、L Lb、L Lc的另一端连接到中压交流母线；所述第五功率开关管S5与第六功率开关管S6组成的桥臂中点与下一全桥与电容结构的第三功率开关管S3与第四功率开关管S4组成的桥臂中点相连；所述每相桥臂最后一个全桥与电容结构的第五功率开关管S5与第六功率开关管S6组成的桥臂中点相连；
所述级联H桥变换器结构的全桥与电容结构的电容充放电电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括2倍频分量，在级联H桥变换器结构的三相桥臂横向隔离子模块之间，波动电流中二倍频分量i c2-ai、i c2-bi、i c2-ci呈三相对称特性；
所述全桥与电容结构的电容充放电电流中交流分量i C-uxac分为流向自身电容的纹波电流分量i C-uxac1与流向后级的纹波电流分量i C-uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，所述包括电容与全桥结构和全桥结构的高频链路的隔离子模块的阻抗模型包括第二电容C C的等效导纳jω0 C C、变压器漏感L CT的等效导纳1/jω 0 L CT。
一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑的控制方法，所述控制方法包括采用正弦坐标系下的电压电流双闭环控制的模块化多电平变换器控制、采用dq坐标下电压电流双闭环控制的级联H桥变换器控制和采用同步移相控制策略的六有源桥变换器控制；所述正弦坐标系下的电压电流双闭环控制包括直流电压外环控制和交流电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制策略；所述dq坐标下电压电流双闭环控制包括输出直流电压外环控制和电流内环解耦控制且调制方式采用载波移相脉宽调制策略；通过以上控制的联合控制，隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑能够实现中压交流母线之间以及与中压直流母线间的能量传递，消除半桥、全桥与电容结构中的电容电压纹波。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述模块化多电平变换器控制具体包括以下步骤：
步骤1，将中压直流母线电压的电压参考值u ref减去实际中压直流母线电压输出值u dc，经过PI调节器的输出值与sin(ωt)相乘得到电流内环的参考给定i sx *；
步骤2，电流内环的参考给定i sx *减去三相输入电流的反馈值i sx，得到的结果经过PI调节后经过载波移相调制策略得到模块化多电平变换器的半桥与电容结构的驱动信号S SM。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述级联H桥变换器控制具体包括以下步骤：
S1、将电流给定值i d *与输出电流在d轴的分量i d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后加上输入电流在q轴的分量i q与ωL相乘后的输出值实现对i d的前馈解耦；
S2、输出电流在q轴分量的给定值i q *减去实际输入电流在q轴的分量i q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i d与ωL相乘后的输出值实现对i q的前馈解耦；
S3、将S1和S2的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量，三相调制分量经过载波移相调制策略得到级联H桥变换器的全桥与电容结构的驱动信号S CHB。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述同步移相控制策略是指六有源桥变换器结构的变压器原、副边侧全桥结构的控制信号相同均为50%占空比的同步信号，变压器副边侧的全桥结构的控制信号相对于原边侧控制信号移相一定的角度，输出端口电压的参考给定u FBS *与实际端口输出电压的反馈值u FBS做差，经过PI调节后得到移相角度为ϕ的调制信号，经过同步移相控制策略得到六有源桥变换器的开关驱动信号S p、S s；
所述同步移相控制策略是指所述六有源桥变换器结构的变压器原、副边侧控制信号相同均为50%占空比的同步信号，相角均为ϕ FBP变压器副边侧的全桥结构相对于原边侧控制信号移相一定的角度形成新的相角ϕ FBL。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
1、本发明基于隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑通过六有源桥变换器结构将模块化多电平变换器（MMC）与级联H桥变换器（CHB）子模块隔离后互联起来，实现了中压交流母线之间、中压交流母线与中压直流母线之间的能量传递，使组网更灵活且易于新能源的接入。
2、本发明利用六有源桥变换器的全桥与高频链结构，在同步移相控制方法下为模块化多电平变换器（MMC）子模块输入电流中的纹波电流分量的传递提供了自由耦合通道，利用波动电流的三相对称性实现相互耦合与抵消，实现对电容纹波电压的抑制，从而缩减电容的体积，提升系统整体的功率密度，基于拓扑的控制方法包括MMC、CHB、SAB的三部分同时控制，实现联合控制，控制方法相对简单，易于实现。
3、本发明基于隔离级同步调制的混合多电平SST系统具备较高的功率密度与较低的成本，利用子模块电容中纹波电压的三相对称性，通过SAB结构使其传递至高频链相互抵消，很大程度的减小了子模块电容尺寸，提升了系统的功率密度的同时降低了系统的成本。
4、本发明基于隔离级同步调制的混合多电平SST系统存储的能量较少，半桥与电容结构中电容的尺寸大幅减小，这降低了系统中存储的能量，有利于提升系统的动态响应能力；同时半桥与电容结构出现短路故障时，减缓了因电容放电而使电流上升的速度，降低了故障危害。
5、本发明主要应用于中压交流母线之间、中压交流母线与中压直流母线之间的能量传输，实现了电网互联，同时抑制了电容纹波电压，适用于10kV-30kV间不同电压等级的隔离变换，降低了系统对大电容的需求。
6、本发明提供了一种稳定、高效、成本与体积更低的电力电子变压器，能够作为交流电网之间、交流电网与直流电网之间的输配电系统，用于能量的合理利用与资源分配，符合当前国家能源战略，具有重要意义。
附图说明
图1是本发明的电气原理图；
图2是本发明的半桥与电容电气原理图；
图3是本发明的全桥与电容电气原理图；
图4是本发明的六有源桥变换器电气原理图；
图5是本发明拓扑结构中模块化多电平变换器控制策略原理图；
图6是本发明拓扑结构中级联H桥变换器控制策略原理图；
图7是本发明拓扑结构中六有源桥变换器控制策略原理图；
图8是本发明拓扑结构的六有源桥变换器的调制原理图；
图9是本发明拓扑结构的模块化多电平变换器子模块电流纹波分量示意图一；
图10是本发明拓扑结构的模块化多电平变换器子模块电流纹波分量示意图二；
图11是本发明拓扑结构的模块化多电平变换器子模块的等效阻抗模型；
图12是本发明拓扑结构的级联H桥变换器子模块2倍频电流纹波分量示意图；
图13是本发明拓扑结构的级联H桥变换器子模块的等效阻抗模型；
其中，MVAC1、MVAC2为中压交流母线、MVDC为中压直流母线；SM-MMC为半桥结构；MMC为模块化多电平变换器；CHB为级联H桥变换器；SAB为六有源桥变换器；FBP为六有源桥变换器原边端口；FBS为六有源桥变换器副边端口；SM-CHB为全桥结构；S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12、S13、S14分别是第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八、第九、第十、第十一、第十二、第十三、第十四功率开关管；C M为第一电容；C C为第二电容；N 1为高频八绕组变压器的第一绕组、N 2为高频八绕组变压器的第二绕组、N 3为高频八绕组变压器的第三绕组；N 4为高频八绕组变压器的第四绕组；N 5为高频八绕组变压器的第五绕组；N 6为高频八绕组变压器的第六绕组；N 7为高频八绕组变压器的第七绕组；N 8为高频八绕组变压器的第八绕组；L ap、L bp、L cp为MMC的上桥臂电感；L an、L bn、L cn为MMC的下桥臂电感；L Sa、L Sb、L Sc为MMC的滤波电感；L La、L Lb、L Lc为CHB的滤波电感；L 1、 ┄L i、 L 2n为第一移相电感┄第i移相电感、第2n移相电感；u ref为WVDC参考电压；u dc为WVDC实际电压；u Ma、u Mb、u Mc为MVAC1的三相输入电压；ωt为锁相环输出相位；I sx为电压外环PI调节器的输出值；sin(ωt)为单位正弦分量；i sx *为电流内环的参考给定；i sx为模块化多电平变换器的三相输入电流；CPS-SPWM为载波移相调制策略；S SM为半桥结构的开关驱动信号；u Ca、u Cb、u Cc为MVAC2的三相输入电压；i Ca、i Cb、i Cc为CHB的三相输出电流；u d、u q分别为三相输入电压进行abc/dq变换后的d轴分量与q轴分量；i d、i q分别为三相输出电流进行dq变换后的d轴分量与q轴分量；i d *为输入电流在d轴的参考值、i q *为输入电流在q轴的参考值；L Lx为CHB三相滤波电感；S CHB为全桥结构开关的驱动信号；u FBS *为SAB输出端口参考电压；u FBS为SAB输出端口实际电压；φ为移相角调制信号；SPS为同步移相调制策略；S P、S S为FBP、FBS的开关驱动信号；i uaf1、i ubf1、i ucf1分别为MMC三相上桥臂基频分量、i daf1、i dbf1、i dcf1分别为MMC三相下桥臂基频分量、i uaf2、i ubf2、i ucf2分别为MMC三相上桥臂2倍频分量、i daf2、i dbf2、i dcf2分别为MMC三相下桥臂2倍频分量；i c2-ai、i c2-bi、i c2-ci分别为CHB结构a、b、c相桥臂的2倍频分量；u 1为八绕组变压器的第一绕组端口电压、u 2为八绕组变压器的第二绕组端口电压、u 3为八绕组变压器的第三绕组端口电压、u 4为八绕组变压器的第四绕组端口电压、u 5为八绕组变压器的第五绕组端口电压、u 6为八绕组变压器的第六绕组端口电压、u 7为八绕组变压器的第七绕组端口电压、u 8为八绕组变压器的第八绕组端口电压；ϕ FBP八绕组变压器原边侧控制信号的相角、ϕ FBL为八绕组变压器副边侧控制信号的相角；i L为移相电感电流；1/jω 0 C M为第一电容C M的等效阻抗、jω 0 L MT为MMC变压器漏感L MT的等效阻抗、ω 0为波动功率的等效角频率；i M-uxac为半桥与电容结构流向子模块及后级的交流量、i M-uxac1为半桥与电容结构流向自身电容的纹波电流分量、i M-uxac2为半桥与电容结构流向后级的纹波电流分量。1/jω 0 C C为第一电容C M的等效阻抗、jω 0 L CT为CHB变压器漏感L CT的等效阻抗；i C-uxac为全桥与电容结构流向子模块及后级的交流量、i C-uxac1为全桥与电容结构流向自身电容的纹波电流分量、i C-uxac2为全桥与电容结构流向后级的纹波电流分量。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步详细说明：
如图1所示，一种隔离级同步调制的混合多电平SST（SST是固态变压器）拓扑，所述拓扑包括模块化多电平变换器结构、级联H桥变换器结构、六有源桥变换器结构、基于全桥结构的高频链路、半桥与电容结构、全桥与电容结构以及三相桥臂；所述六有源桥变换器结构利用基于全桥结构的高频链路将模块化多电平变换器结构与级联H桥结构的子模块互联在一起，所述模块化多电平变换器结构的三相桥臂中每相上桥臂包括n个隔离子模块和桥臂电感L ap、L bp、L cp，每相下桥臂包括n个子模块和桥臂电感L an、L bn、L cn，所述级联H桥变换器结构的三相桥臂中包括2n个子模块和桥臂电感L La、L Lb、L Lc。
如图2所示，所述半桥与电容结构包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第一电容C M；所述第一功率开关管S1的漏极与第一电容C M的一端相连，第一功率开关管S1的源极与第二功率开关管S2的漏极相连；所述第二功率开关管S2的源极与第一电容C M的另一端相连。
如图3所示，所述全桥与电容结构包括第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第六功率开关管S6和第二电容C C；所述第三功率开关管S3、第五功率开关管S5的漏极相连并与第二电容C C的一端相连，第三功率开关管S3、第五功率开关管S5的源极分别与第四功率开关管S4、第六功率开关管S6的漏极相连；所述第四功率开关管S4、第六功率开关管S6的源极相连且与第二电容C C的另一端相连。
如图4所示，所述六有源桥变换器结构包括第七功率开关管S7、第八功率开关管S8、第九功率开关管S9、第十功率开关管S10、第十一功率开关管S11、第十二功率开关管S12、第十三功率开关管S13、第十四功率开关管S14、高频八绕组变压器的第一绕组N1（以下简称第一绕组N1）、高频八绕组变压器的第二绕组N2（以下简称第二绕组N2）、高频八绕组变压器的第三绕组N3（以下简称第三绕组N3）、高频八绕组变压器的第四绕组N4（以下简称第四绕组N4、高频八绕组变压器的第五绕组N5（以下简称第五绕组N5）、高频八绕组变压器的第六绕组N6（以下简称第六绕组N6）、高频八绕组变压器的第七绕组N7（以下简称第七绕组N7）、高频八绕组变压器的第八绕组N8（以下简称第八绕组N8）和第一移相电感L 1；所述第七功率开关管S7的漏极与第九功率开关管S9的漏极相连并连接到第一电容C M的一端；所述第八功率开关管S8的源极与第十功率开关管S10的源极相连并连接到第一电容C M的另一端；所述的第七功率开关管S7的源极与第八功率开关管S8的漏极相连；所述第九功率开关管S9的源极与第十功率开关管S10的漏极相连；所述第十一功率开关管S11的漏极与第十三功率开关管S13的漏极相连并连接到第二电容C C的一端；所述第十二功率开关管S12的源极与第十四功率开关管S14的源极相连并连接到第二电容C C的另一端；所述第十一功率开关管S11的源极与第十二功率开关管S12的漏极相连；所述第十三功率开关管S13的源极与第十四功率开关管S14的漏极相连；所述的第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的同名端分别与每相桥臂的第七功率开关管S7以及第八功率开关管S8所组成的桥臂中点相连，所述第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的异名端分别与每相桥臂的第九功率开关管S9以及第十功率开关管S10所组成的桥臂中点相连；所述第四绕组N4、第五绕组N5、第六绕组N6的同名端分别与每相桥臂的第十一功率开关管S11以及第十二功率开关管S12所组成的桥臂中点相连，所述的第四绕组N4、第五绕组N5、第六绕组N6的异名端分别与每相桥臂的第十三功率开关管S13以及第十四功率开关管S14所组成的桥臂中点相连；所述的第七绕组N7的同名端与第一移相电感L 1的一端相连，所述的第七绕组N7的异名端与第八绕组N8的异名端相连；所述的第八绕组N8的同名端与第一移相电感L 1的另一端相连。
如图5所示，所述模块化多电平变换器控制为正弦坐标系下的电压电流双闭环控制，所述双闭环控制包括直流电压外环控制和交流电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制策略，将中压直流母线电压的电压参考值u ref减去实际中压直流母线电压输出值u dc，经过PI调节器的输出值与sin(ωt)相乘得到电流内环的参考给定i sx *，电流内环的参考给定i sx *减去三相输入电流的反馈值i sx，得到的结果经过PI调节后经过载波移相调制策略得到模块化多电平变换器的半桥与电容结构的驱动信号S SM。
如图6所示，所述级联H桥变换器控制采用dq坐标下电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括输出直流电压外环控制和电流内环解耦控制且调制方式采用载波移相脉宽调制策略，将电流给定值i d *与输出电流在d轴的分量i d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后加上输入电流在q轴的分量i q与ωL相乘后的输出值实现对i d的前馈解耦，输出电流在q轴分量的给定值i q *减去实际输入电流在q轴的分量i q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i d与ωL相乘后的输出值实现对i q的前馈解耦，上述的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量，三相调制分量经过载波移相调制策略得到级联H桥变换器的全桥与电容结构的驱动信号S CHB。
如图7所示，六有源桥变换器的变压器原、副边侧全桥结构的控制信号相同均为50%占空比的同步信号，变压器副边侧的全桥结构的控制信号相对于原边侧控制信号移相一定的角度，将此种控制方式定义为同步移相控制，输出端口电压的参考给定u FBS *与实际端口输出电压的反馈值u FBS做差，经过PI调节后得到移相角度为ϕ的调制信号，经过同步移相控制策略得到六有源桥变换器的开关驱动信号S p、S s。
如图8所示，所述六有源桥变换器结构的变压器原、副边侧控制信号相同均为50%占空比的同步信号，相角均为ϕ FBP变压器副边侧的全桥结构相对于原边侧控制信号移相一定的角度形成新的相角ϕ FBL，将此种控制方式定义为同步移相控制。
如图9所示，所述模块化多电平变换器结构的半桥与电容结构输入电流包含直流分量与交流分量，交流分量主要包括基频分量与2倍频分量，所述上桥臂和下桥臂横向子模块之间，所述基频分量i uaf1、i ubf1、i ucf1与i daf1、i dbf1、i dcf1相位相同呈三相对称性，2倍频分量i uaf2、i ubf2、i ucf2与i daf2、i dbf2、i dcf2相位相反呈三相对称性；上述纹波分量在所提的同步移相控制策略下，传递至SAB高频链处耦合抵消，从而实现子模块电容纹波电压的抑制。
如图10所示，所述模块化多电平变换器结构的半桥与电容结构输入电流包含直流分量与交流分量，交流分量主要包括基频分量与2倍频分量，所述上桥臂和下桥臂横向子模块之间，2倍频分量i uaf2、i ubf2、i ucf2与i daf2、i dbf2、i dcf2相位相反呈三相对称性，该纹波分量在所提的同步移相控制策略下，传递至SAB高频链处耦合抵消，从而实现子模块电容纹波电压的抑制。
如图11所示，所述半桥与电容结构的电容充放电电流中交流分量i M-uxac分为流向自身电容的纹波电流分量i M-uxac1与流向后级的纹波电流分量i M-uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，所述包括电容与全桥结构和全桥结构的高频链路的隔离子模块的阻抗模型包括第一电容C M的等效导纳jω 0 C M、变压器漏感L MT的等效导纳1/jω 0 L MT。
如图12所示，所述级联H桥变换器结构的全桥与电容结构的电容充放电电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括2倍频分量，在级联H桥变换器结构的三相桥臂横向隔离子模块之间，波动电流中二倍频分量i c2-ai、i c2-bi、i c2-ci呈三相对称特性。
如图13所示，所述全桥与电容结构的电容充放电电流中交流分量i C-uxac分为流向自身电容的纹波电流分量i C-uxac1与流向后级的纹波电流分量i C-uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，所述包括电容与全桥结构和全桥结构的高频链路的隔离子模块的阻抗模型包括第二电容C C的等效导纳jω 0 C C、变压器漏感L T的等效导纳1/jω 0 L CT。
综上所述，本发明基于隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑通过六有源桥变换器结构将MMC与CHB子模块隔离后互联起来，实现了中压交流母线之间、中压交流母线与中压直流母线之间的能量传递，使组网更灵活且易于新能源的接入。利用六有源桥变换器的全桥与高频链结构，在所提出的同步移相控制策略下为MMC子模块输入电流中的纹波电流分量的传递提供了自由耦合通道，利用波动电流的三相对称性实现相互耦合与抵消，实现对电容纹波电压的抑制，从而缩减电容的体积，提升系统整体的功率密度，基于拓扑的控制方法包括MMC、CHB、SAB的联合控制，控制方法略相对简单，易于实现。

Claims (9)

1.一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑，其特征在于：包括模块化多电平变换器结构、级联H桥变换器结构、六有源桥变换器结构、基于全桥结构的高频链路、半桥与电容结构、全桥与电容结构以及三相桥臂；所述六有源桥变换器结构利用基于全桥结构的高频链路将模块化多电平变换器结构与级联H桥变换器结构的子模块互联在一起；所述模块化多电平变换器结构的三相桥臂中每相上桥臂包括n个隔离子模块和桥臂电感Lap、Lbp、Lcp，每相下桥臂包括n个子模块和桥臂电感Lan、Lbn、Lcn；所述级联H桥变换器结构的三相桥臂中包括2n个子模块和桥臂电感LLa、LLb、LLc；
所述六有源桥变换器结构包括第七功率开关管S7、第八功率开关管S8、第九功率开关管S9、第十功率开关管S10、第十一功率开关管S11、第十二功率开关管S12、第十三功率开关管S13、第十四功率开关管S14、第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3、第四绕组N4、第五绕组N5、第六绕组N6、第七绕组N7、第八绕组N8和第一移相电感L1；所述第七功率开关管S7的漏极与第九功率开关管S9的漏极相连并连接到第一电容CM的一端；所述第八功率开关管S8的源极与第十功率开关管S10的源极相连并连接到第一电容CM的另一端；所述第七功率开关管S7的源极与第八功率开关管S8的漏极相连；所述第九功率开关管S9的源极与第十功率开关管S10的漏极相连；所述第十一功率开关管S11的漏极与第十三功率开关管S13的漏极相连并连接到第二电容CC的一端；所述第十二功率开关管S12的源极与第十四功率开关管S14的源极相连并连接到第二电容CC的另一端；所述第十一功率开关管S11的源极与第十二功率开关管S12的漏极相连；所述第十三功率开关管S13的源极与第十四功率开关管S14的漏极相连；所述第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的同名端分别与每相桥臂的第七功率开关管S7以及第八功率开关管S8所组成的桥臂中点相连，所述第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的异名端分别与每相桥臂的第九功率开关管S9以及第十功率开关管S10所组成的桥臂中点相连；所述第四绕组N4、第五绕组N5、第六绕组N6的同名端分别与每相桥臂的第十一功率开关管S11以及第十二功率开关管S12所组成的桥臂中点相连，所述第四绕组N4、第五绕组N5、第六绕组N6的异名端分别与每相桥臂的第十三功率开关管S13以及第十四功率开关管S14所组成的桥臂中点相连；所述第七绕组N7的同名端与第一移相电感L1的一端相连，所述第七绕组N7的异名端与第八绕组N8的异名端相连；所述第八绕组N8的同名端与第一移相电感L1的另一端相连。
2.根据权利要求1所述的一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑，其特征在于：所述半桥与电容结构包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第一电容CM；所述第一功率开关管S1的漏极与第一电容CM的一端相连，第一功率开关管S1的源极与第二功率开关管S2的漏极相连；所述第二功率开关管S2的源极与第一电容CM的另一端相连。
3.根据权利要求1所述的一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑，其特征在于：所述全桥与电容结构包括第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第六功率开关管S6和第二电容CC；所述第三功率开关管S3、第五功率开关管S5的漏极相连并与第二电容CC的一端相连，第三功率开关管S3、第五功率开关管S5的源极分别与第四功率开关管S4、第六功率开关管S6的漏极相连；所述第四功率开关管S4、第六功率开关管S6的源极相连且与第二电容CC的另一端相连。
4.根据权利要求2所述的一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑，其特征在于：所述模块化多电平变换器结构的每一相上桥臂的第一个半桥与电容结构的第一功率开关管S1的漏极相连形成中压直流母线的一端；所述每一相上桥臂的第一个半桥与电容结构的第二功率开关管S2的源极与下一个半桥与电容结构的第一功率开关管S1的源极相连；每一相上桥臂的最后一个半桥与电容结构的第二功率开关管S2的源极分别与上桥臂电感Lap、Lbp、Lcp的一端相连；所述上桥臂电感Lap、Lbp、Lcp的另一端与三相滤波电感Lsa、Lsb、Lsc的一端相连；所述三相滤波电感Lsa、Lsb、Lsc的另一端连接至中压交流母线；所述下桥臂电感Lan、Lbn、Lcn的一端与三相滤波电感Lsa、Lsb、Lsc的一端相连,下桥臂电感Lan、Lbn、Lcn的另一端与每一相下桥臂的第一个半桥与电容结构的第一功率开关管S1的源极相连；所述每一相下桥臂的第一个半桥与电容结构的第二功率开关管S2的源极与下一子模块的第一功率开关管S1的源极相连；所述每一相下桥臂最后一个半桥与电容模块的第二功率开关管S2的源极相连形成中压直流母线的另一端；
所述模块化多电平变换器结构的半桥与电容结构输入电流包含直流分量与交流分量，交流分量主要包括基频分量与2倍频分量，所述上桥臂和下桥臂横向子模块之间，所述基频分量iuaf1、iubf1、iucf1与idaf1、idbf1、idcf1相位相同呈三相对称性，2倍频分量iuaf2、iubf2、iucf2与idaf2、idbf2、idcf2相位相反呈三相对称性；
所述半桥与电容结构的电容充放电电流中交流分量iM-uxac分为流向自身电容的纹波电流分量iM-uxac1与流向后级的纹波电流分量iM-uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，包括半桥与电容结构和全桥结构的高频链路的阻抗模型包括第一电容CM的等效导纳jω0CM、变压器漏感LMT的等效导纳1/jω0LMT。
5.根据权利要求3所述的一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑，其特征在于：所述级联H桥变换器结构的每相桥臂的第一个全桥与电容结构的第三功率开关管S3与第四功率开关管S4组成的中点分别与桥臂电感LLa、LLb、LLc的一端相连；所述三相桥臂电感LLa、LLb、LLc的另一端连接到中压交流母线；所述第五功率开关管S5与第六功率开关管S6组成的桥臂中点与下一全桥与电容结构的第三功率开关管S3与第四功率开关管S4组成的桥臂中点相连；所述每相桥臂最后一个全桥与电容结构的第五功率开关管S5与第六功率开关管S6组成的桥臂中点相连；
所述级联H桥变换器结构的全桥与电容结构的电容充放电电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括2倍频分量，在级联H桥变换器结构的三相桥臂横向隔离子模块之间，波动电流中二倍频分量ic2-ai、ic2-bi、ic2-ci呈三相对称特性；
所述全桥与电容结构的电容充放电电流中交流分量iC-uxac分为流向自身电容的纹波电流分量iC-uxac1与流向后级的纹波电流分量iC-uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，包括电容与半桥结构和全桥结构的高频链路的隔离子模块的阻抗模型包括第二电容CC的等效导纳jω0CC、变压器漏感LT的等效导纳1/jω0LCT。
6.一种使用如权利要求1-5任一项所述的隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑的控制方法，其特征在于：所述控制方法包括采用正弦坐标系下的电压电流双闭环控制的模块化多电平变换器控制、采用dq坐标下电压电流双闭环控制的级联H桥变换器控制和采用同步移相控制策略的六有源桥变换器控制；所述正弦坐标系下的电压电流双闭环控制包括直流电压外环控制和交流电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制策略；所述dq坐标下电压电流双闭环控制包括输出直流电压外环控制和电流内环解耦控制且调制方式采用载波移相脉宽调制策略；通过以上控制的联合控制，隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑能够实现中压交流母线之间以及与中压直流母线间的能量传递，消除半桥、全桥与电容结构中的电容电压纹波。
7.根据权利要求6所述的一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑的控制方法，其特征在于：所述模块化多电平变换器控制具体包括以下步骤：
步骤1，将中压直流母线电压的电压参考值uref减去实际中压直流母线电压输出值udc，经过PI调节器的输出值与sin(ωt)相乘得到电流内环的参考给定isx *；
步骤2，电流内环的参考给定isx *减去三相输入电流的反馈值isx，得到的结果经过PI调节后经过载波移相调制策略得到模块化多电平变换器的半桥与电容结构的驱动信号SSM。
8.根据权利要求6所述的一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑的控制方法，其特征在于：所述级联H桥变换器控制具体包括以下步骤：
S1、将电流给定值id *与输出电流在d轴的分量id作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后加上输入电流在q轴的分量iq与ωL相乘后的输出值实现对id的前馈解耦；
S2、输出电流在q轴分量的给定值iq *减去实际输入电流在q轴的分量iq，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量id与ωL相乘后的输出值实现对iq的前馈解耦；
S3、将S1和S2的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量，三相调制分量经过载波移相调制策略得到级联H桥变换器的全桥与电容结构的驱动信号SCHB。
9.根据权利要求6所述的一种隔离级同步调制的混合多电平SST拓扑的控制方法，其特征在于：所述同步移相控制策略是指六有源桥变换器结构的变压器原、副边侧全桥结构的控制信号相同均为50％占空比的同步信号，变压器副边侧的全桥结构的控制信号相对于原边侧控制信号移相一定的角度，输出端口电压的参考给定uFBS *与实际端口输出电压的反馈值uFBS做差，经过PI调节后得到移相角度为的调制信号，经过同步移相控制策略得到六有源桥变换器的开关驱动信号Sp、Ss；
所述同步移相控制策略是指所述六有源桥变换器结构的变压器原、副边侧控制信号相同均为50％占空比的同步信号，相角均为变压器副边侧的全桥结构相对于原边侧控制信号移相一定的角度形成新的相角/>
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低压直流母线AC-DC电力电子变压器及其短路故障穿越方法;马大俊;陈武;薛晨炀;伏祥运;魏星;朱卫平;;电力系统自动化(第08期);全文 *

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