CN112271746A - 一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略 - Google Patents

一种高频链互联的无电解电容mmc拓扑结构及控制策略 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑，包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、基于全桥结构的高频链路、三相桥臂和公共母线，所述全桥结构的高频链路和半桥与电容结构组成隔离子模块，所述全桥结构的高频链路将所有隔离子模块互联在一起形成公共母线，所述三相桥臂中每相桥臂分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂包括n个隔离子模块和上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5，每相下桥臂包括n个隔离子模块和下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6，本发明消除隔离子模块电容电压纹波与桥臂中的2倍频循环电流，同时实现所有隔离子模块之间的电压均衡。

Description

一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构及控制策略
技术领域
本发明涉及中高压柔性直流输电系统中的电力电子变换器领域，尤其涉及 一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构及控制策略。
背景技术
伴随柔性直流输电技术的发展，早期的柔性直流输电技术采用两电平变换 器结构，由于在实际工程应用中存在功率半导体器件串联均压问题，对于功率 器件以及驱动电路有着较高的一致性要求而逐渐被淘汰，并且在高压系统中， 如果采用开关器件串联结构，由于制作工艺的差异，半导体器件在开关过程中 会出现部分器件承受较高电压的问题。因此需要更优的结构来满足高压柔性直 流输电的变换。
近年来，多电平技术得到了飞速的发展，高功率多电平变换器在中高压领 域中得到广泛的应用。其中典型拓扑包括中点钳位型变换器(NPC)，级联H桥变 换器(CHB)，模块化多电平换流器(MMC)。NPC变换器在在中高压的应用中仍需 采用IGBT的串联，随着电平数的增加，钳位二极管与电容数量将会大量增加， 由于钳位二极管的工艺差异，在实际应用中同时需设计相应的RC吸收电路，所 以很难拓展到更高的电平数。CHB变换器采用全桥子模块级联的方式来提高输 出电压等级，具有低开关频率、冗余性好和模块化设计与维护的优点，是当下 中低压直流配电应用中的常用拓扑结构，但是CHB变换器不具备公共直流母线，限制了其在更高功率等级中的应用。
随着技术的发展，适合应用在中高压直流传输等大功率场合使用的MMC结构， 得到越来越多的应用，由于MMC具有高度模块化的结构特点，因此利于系统的 冗余设计，方便进行系统扩容与故障穿越。相比于CHB变换器，MMC具有公共 直流母线，适合应用在中高压直流传输等大功率场合。该拓扑中没有直流侧大 电容，依靠子模块中大量悬浮的大容值电解电容支撑起足够高的电压与抑制子 模块中电压的波动。变换器中大电容的存在大幅降低了功率密度，同时电解电 容存在低使用寿命的问题，在中高压直流输电等大功率工程应用中，需要MMC 具备长期稳定运行的能力，所以减小MMC电容容值，对于MMC的实际工程应用具有重要意义。目前解决该问题的主要方法可分为软件方法与硬件方法两大类， 基于调制策略解决该问题的主要方法是将共模电压和高频环流注入MMC。然后 产生一个拍频功率分量，以抵消基频纹波功率。尽管这有效地减少了子模块电 压纹波，但功率器件的电流应力将大大增加。另一种通过设计附加电路的硬件 方法也被用于减小MMC子模块电容值的研究中，通过飞跨电容连接上、下桥臂， 实现上、下桥臂之间的功率平衡，但是，此种方案中电流应力问题仍然存在。 在子模块间提供功率通道的纹波抑制方案也得到了相关研究，这种纹波抑制方 案基于子模块之间的纹波电压存在相位差，可以彼此补偿抵消。由于不需要注入方法，因此既没有共模电压也没有电流应力问题。尽管组件数量在一定程度 上增多，但低频波动功率经过适当的控制得到消除后，子模块电容仅需要处理 开关谐波。因此，子模块电容值可以大大减小，提高了系统的功率密度。但是， 现有附加电路方案中都是基于闭环控制实现子模块之间的波动功率传递，在中 高压柔性直流输电系统等应用中，需要大量的检测电路与控制运算资源，并且 需要设计额外的子模块电压均衡控制方案，使系统的控制变得复杂。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑 及控制策略，消除隔离子模块电容电压纹波与桥臂中的2倍频循环电流，同时 实现所有隔离子模块之间的电压均衡。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种高频链互联的无 电解电容MMC拓扑结构，其特征在于：包括模块化多电平变换器结构、半桥与 电容结构、基于全桥结构的高频链路、三相桥臂和公共母线，所述全桥结构的 高频链路和半桥与电容结构组成隔离子模块，所述全桥结构的高频链路将所有 隔离子模块互联在一起形成公共母线，所述三相桥臂中每相桥臂分为上桥臂和 下桥臂，每相上桥臂包括n个隔离子模块和上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5，每相下桥 臂包括n个隔离子模块和下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述隔离子模块包括第一功率开关管 Qi-1、第二功率开关管Qi-2、第一电容Ci、第一滤波电感L、第三功率开关管Si-1、 第四功率开关管Si-2、第五功率开关管Si-3、第六功率开关管Si-4、两绕组高频变 压器T、所述两绕组高频变压器包含第一绕组N1、第二绕组N2；所述第一功率 开关管Qi-1与第三功率开关管Si-1的漏极和第五功率开关管Si-3的漏极相连；所 述第二功率开关管Qi-2与第四功率开关管Si-2的源极和第六功率开关管Si-4的源 极相连；所述第一功率开关管Qi-1的源极与第二功率开关管Qi-2的漏极相连；所 述第三功率开关管Si-1的源极与第四功率开关管Si-2的漏极相连；所述第五功率 开关管Si-3的源极与第六功率开关管Si-4的漏极相连；所述第一电容Ci的一端与 第一功率开关管Qi-1的漏极连接，第一电容Ci的另一端与第二功率开关管Qi-2的源极连接；第一滤波电感L的一端与第一功率开关管Qi-1的漏极连接，所述 第一滤波电感L的另一端与第三功率开关管Si-1的漏极连接；第一绕组N1的同 名端连接到第三功率开关管Si-1以及第四功率开关管Si-2所组成的桥臂中点，第 一绕组N1的异名端连接到第五功率开关管Si-3以及第六功率开关管Si-4所组成的 桥臂中点。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述的高频链互联的无电解电容MMC 拓扑结构的每相上半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Qi-1与第二功率 开关管Qi-2组成的桥臂中点与高压直流母线的正极相连；第二功率开关管Qi-2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的源极相连、三相上桥臂电感 Lg1、Lg3、Lg5的一端与每相上半桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Qi-2的源极连接，三相上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的另一端分别连接高压交流母线的a 相、b相、c相；三相下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的一端分别与高压交流母线的a 相、b相、c相连接，下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的另一端与每相下半桥臂第一个 隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的漏极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第 二功率开关管Qi-2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的源极相连； 最后一个隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的源极与高压直流母线的负极相连； 三相桥臂所有隔离子模块中的变压器第二绕组N2的同名端通过公共母线相连， 第二绕组N2的另一端也通过公共母线相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述模块化多电平变换器结构的半桥 与电容结构输入电流包含直流分量与交流分量，交流分量主要包括基频分量与 2倍频分量，所述上桥臂和下桥臂纵向隔离子模块之间，所述中基频分量iuaf1、 iubf1、iucf1与idaf1、idbf1、idcf1相位相反呈三相对称性，2倍频分量iuaf2、iubf2、iucf2与idaf2、idbf2、idcf2相位相同呈三相对称性，所述上桥臂和下桥臂横向隔离子模 块之间，所述基频分量iuaf1、iubf1、iucf1与idaf1、idbf1、idcf1相位相同呈三相对称 性，2倍频分量iuaf2、iubf2、iucf2与idaf2、idbf2、idcf2相位相反呈三相对称性。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述的隔离子模块在半桥与电容结构 的基础上引入基于全桥结构的高频链路的辅助电路，所有隔离子模块采用相同 的全桥结构的高频链路结构连接在一起，当隔离子模块之间电容电压出现差异 时，所有隔离子模块中的全桥结构的高频链路部分的控制信号相同且控制信号 为50％占空比的同步信号。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述隔离子模块电流中交流分量iuxac包括流向自身电容的纹波电流分量iuxac1和流向后级的纹波电流分量iuxac2，根据 纹波电流分量iuxac1和纹波电流分量iuxac2分量建立两种等效阻抗模型，所述两种 等效阻抗模型包括电容与半桥结构和全桥结构的高频链路之间不设置滤波电感 时，等效导纳包括第一电容Ci的等效阻抗jω0C；电容与半桥结构和全桥结构 的高频链路之间不设置滤波电感后，等效导纳包括第一电容Ci的等效导纳jω0C、滤波电感L的等效导纳1/jω0L。
本发明技术方案的进一步改进在于：一种高频链互联的无电解电容MMC拓 扑的控制策略，包括半桥与电容结构控制和基于全桥结构的高频链路控制，所 述半桥与电容结构控制采用abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，所述双闭 环控制包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制且调制方式采用载波 移相脉宽调制技术调制策略，基于全桥结构的高频链路控制采用开环PWM控 制。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述半桥与电容结构控制的具体步骤 如下：
1)将输出电压给定值Vdc *减去实际电压输出值Vdc，经过PI调节器的输出 值im与输入电压ux锁相后的ωt作乘，其结果作为电流内环的给定值；
2)电流内环的给定值减去实际输入电流ix，经过PI调节器后得到上桥臂 调制波udp，下桥臂子模块的调制信号udn与上桥臂调制信号相反，udp和udn统称 为调制波ud，调制波经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Ssm。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述全桥结构的高频链路控制的具体 步骤如下：
所述基于全桥结构的高频链路的控制信号相同且为50％占空比的同步信 号，所述的基于全桥结构的高频链路控制为基于开关频率f和开环占空比D的 开环控制。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
1、本发明无电解电容MMC系统控制简单，其中MMC级只需要采用基本AC/DC 转换控制，不需要设计I-SM电压均衡控制与2倍频循环电流抑制策略。附加电 路中采用最简单的开环控制，I-SM间的波动功率与不平衡功率的流动均为自发 进行的；
2、本发明无电解电容MMC系统利用I-SM电容波动功率间的三相对称性， 使所有I-SM中的波动功率分量在副边侧公共母线上相互抵消。从而大幅度降低 了MMC子模块电容，明显提升了系统设计的功率密度；
3、本发明无电解电容MMC系统具有良好的电压自均衡特性，省去了大量的 检测电路与信号运算处理资源；
4、本发明无电解电容MMC系统有效抑制了变换器内部相间环流的产生，降 低了开关器件的电流应力，减小了开关损耗与通态损耗。
5、本发明无电解电容MMC系统具备良好的动态性能，I-SM中电容的大幅 减小使系统在发生动态变化时，响应速度加快。同时I-SM电容存储能量的减少 有效降低了I-SM短路故障由电容放电带来的故障电流快速上升。
附图说明
图1a是本发明一种高频互联的无电解电容MMC拓扑结构的电气原理图；
图1b是本发明一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构的子模块I-SM 电气原理图；
图2a是本发明常规三相MMC拓扑结构的子模块基频电流纹波分量示意图；
图2b是本发明常规三相MMC拓扑结构的子模块2倍频频电流纹波分量示意 图；
图3a是本发明一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构的FB-HFL在第 i个FB-HFL的电容电压大于第j个FB-HFL的电容电压时，第三功率开关管 Si-1与第六功率开关管Si-4导通时的工作原理图；
图3b是本发明一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构的FB-HFL在第 i个FB-HFL的电容电压大于第j个FB-HFL的电容电压时，第四功率开关管 Si-2与第五功率开关管Si-3导通时的工作原理图；
图4a是本发明一种无电解电容MMC拓扑结构无滤波电感的等效阻抗模型；
图4b是本发明一种无电解电容MMC拓扑结构有无滤波电感的等效阻抗模 型；
图5是本发明一种无电解电容MMC拓扑结构控制策略原理图；
其中，HVAC为高压交流母线、HVDC为高压直流母线、PB为公共母线；I-SM 为隔离子模块；HBC为半桥与电容结构、FB-HFL为全桥结构的高频链路模块； Qi-1、Qi-2、Si-1、Si-2、Si-3、Si-4分别是第i个子模块的第一、第二、第三、第四、 第五、第六功率开关管；Ci为第一电容；L为滤波电感；T为高频两绕组变压器、 N1为高频两绕组变压器的第一绕组、N2为高频两绕组变压器的第二绕组；Lg为 桥臂电感；iuaf1、iubf1、iucf1分别为a、b、c相上桥臂基频分量、idaf1、idbf1、idcf1分别为a、b、c相下桥臂基频分量、iuaf2、iubf2、iucf2分别为a、b、c相上桥臂2 倍频分量、idaf2、idbf2、idcf2分别为a、b、c相下桥臂2倍频分量，uci、ucj分别 为第i个子模块的第一电容Ci的电容电压、第j个子模块的第一电容Cj的电容 电压；FB-HFLi、FB-HFLj为第i、j个子模块的全桥的高频链路模块；Y1为当 前I-SM中的导纳、Y2为后级并联侧的等效导纳；jω0C为第一电容Ci的等效导 纳；L为滤波电感；1/jω0L为滤波电感L的等效导纳；n为子模块数量。iuxac为流向子模块及后级的交流量、iuxac1为流向自身电容的纹波电流分量、iuxac2为 流向后级的纹波电流分量；Vdc为直流侧输出电压；Vdc *为直流侧输出电压的参考 值；ux为三相交流输入电压值；ix为实际输入电流值；ix *为电流内环的给定值； ωt为锁相环输出相位；im为电压外环PI调节器的输出值；Vm为电流内环PI调 节器的输出值；ud为调制波；Ssm为半桥与电容结构的驱动信号；f为开关频率； D为开环占空比；SFB为全桥结构的高频链路模块的驱动信号。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
如图1a所示，一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构的每相上半桥臂 第一个子模块的第一功率开关管Qi-1与第二功率开关管Qi-2组成的桥臂中点与高 压直流母线的正极相连；第二功率开关管Qi-2的源极与下一隔离子模块的第一 功率开关管Qi-1的源极相连、三相上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的一端与每相上半桥 臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Qi-2的源极连接，三相上桥臂电感 Lg1、Lg3、Lg5的另一端分别连接高压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂 电感Lg2、Lg4、Lg6的一端分别与高压交流母线的a相、b相、c相连接，下桥臂 电感Lg2、Lg4、Lg6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管 Qi-1的漏极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管Qi-2的源极与下一 隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的源极相连；最后一个隔离子模块的第一功 率开关管Qi-1的源极与高压直流母线的负极相连；三相桥臂所有隔离子模块中 的变压器第二绕组N2的同名端通过公共母线相连，第二绕组N2的另一端也通过 公共母线相连。
如图1b所示，所述隔离子模块包括第一功率开关管Qi-1、第二功率开关管 Qi-2、第一电容Ci、第一滤波电感L、第三功率开关管Si-1、第四功率开关管Si-2、 第五功率开关管Si-3、第六功率开关管Si-4、两绕组高频变压器T、所述两绕组高 频变压器包含第一绕组N1、第二绕组N2；所述第一功率开关管Qi-1与第三功率开 关管Si-1的漏极和第五功率开关管Si-3的漏极相连；所述第二功率开关管Qi-2与第 四功率开关管Si-2的源极和第六功率开关管Si-4的源极相连；所述第一功率开关 管Qi-1的源极与第二功率开关管Qi-2的漏极相连；所述第三功率开关管Si-1的源极 与第四功率开关管Si-2的漏极相连；所述第五功率开关管Si-3的源极与第六功率 开关管Si-4的漏极相连；所述第一电容Ci的一端与第一功率开关管Qi-1的漏极连 接，第一电容Ci的另一端与第二功率开关管Qi-2的源极连接；第一滤波电感L的 一端与第一功率开关管Qi-1的漏极连接，所述第一滤波电感L的另一端与第三功 率开关管Si-1的漏极连接；第一绕组N1的同名端连接到第三功率开关管Si-1以及 第四功率开关管Si-2所组成的桥臂中点，第一绕组N1的异名端连接到第五功率开 关管Si-3以及第六功率开关管Si-4所组成的桥臂中点。
如图2a所示，MMC结构子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部 分主要包括基频与2倍频分量，所述上桥臂和下桥臂纵向隔离子模块之间，所 述中基频分量iuaf1、iubf1、iucf1与idaf1、idbf1、idcf1相位相反，所述上桥臂和下桥 臂横向隔离子模块之间，基频分量iuaf1、iubf1、iucf1与idaf1、idbf1、idcf1相位相同， 且均呈三相对称性。
如图2b所示，所述上桥臂和下桥臂纵向隔离子模块之间，所述的交流波动 电流中2倍频分量iuaf2、iubf2、iucf2与idaf2、idbf2、idcf2相位相同，所述上桥臂和 下桥臂横向隔离子模块之间，交流波动电流中2倍频分量iuaf2、iubf2、iucf2与idaf2、 idbf2、idcf2相位相反且均呈三相对称性。因此本发明设计了一条能量自由流动的 功率通道，提出了一种利用波动功率的三相对称性实现2倍频相互耦合与抵消 的方案。
如图3所示在无电解电容MMC拓扑结构中，所有I-SM采用相同的FB-HFL 结构连接在一起。所以，任取两个I-SM便可描述三相六个桥臂I-SM之间的功 率传递过程。下面结合图3对本发明所述的基于全桥结构的高频链路模块之间 的功率传递过程做具体说明：
如图3a所示，所有I-SM中的FB-HFL部分控制信号相同，为50％占空比的 同步信号,当uCi>uCj时，第i个FB-HFL和第j个FB-HFL的第三功率开关管Si-1与第六功率开关管Si-4开通电流由Ci正向经过两个FB-HFL流进Cj中。
如图3b所示，第i个FB-HFL和第j个FB-HFL的第四功率开关管Si-2与第 五功率开关管Si-3开通电流由Ci反向经过两个FB-HFL流进Cj中，结合图5， FB-HFLi工作在方波逆变模式，FB-HFLj工作在不控整流模式。直到两电容电压 平衡时，能量停止传递。整个过程由HFL自主完成，无需系统进行控制。由于 I-SM中电流纹波是三相对称的。因此，本发明所述的高频链互联结构使纹波量 可以在三相I-SM之间自由流动，波动功率在HFL副边侧耦合后就可以相互低消， 从而消除I-SM电压波动(包括基频、2倍频与3倍频分量)。I-SM中2倍频纹波的消除意味着单相直流电压中不再存在2倍频的脉动。因此，由三相之间负序 的2倍频电压波动产生的2倍频环流也得以消除。
如图4所示隔离子模块电流中交流分量iuxac分为流向自身电容的纹波电流 分量iuxac1与流向后级的纹波电流分量iuxac2，根据纹波电流分量iuxac1和纹波电流 分量iuxac2分量建立两种等效阻抗模型，所述两种等效阻抗模型包括电容与半桥 结构和全桥结构的高频链路之间不设置滤波电感时，等效导纳包括第一电容Ci的等效阻抗jω0C，电容与半桥结构和全桥结构的高频链路之间不设置滤波电感 后，等效导纳包括第一电容Ci的等效导纳jω0C、滤波电感L的等效导纳1/jω0L。 本发明可以减小HBC中的电容，但较小的电容值会导致流入FB-HFL的电流存在 较大的开关谐波，这将会增大开关器件的电流应力，不利于系统的优化设计， 所以在FB-HFL的输入侧设计了电流滤波环节。
如图5所示所述的一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑的控制策略，包 括半桥与电容结构控制和基于全桥结构的高频链路控制，所述半桥与电容结构 控制采用abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括输出直 流电压外环控制和交流侧电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制技术 调制策略，基于全桥结构的高频链路控制采用开环PWM控制。半桥与电容结构 控制首先将输出电压给定值Vdc *减去实际电压输出值Vdc，经过PI调节器的输出 值im与输入电压ux锁相后的ωt作乘，其结果作为电流内环的给定值；电流内 环的给定值减去实际输入电流ix，经过PI调节器后得到上桥臂调制波udp，下 桥臂子模块的调制信号udn与上桥臂调制信号相反，udp和udn统称为调制波ud， 调制波经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Ssm。基于全桥结 构的高频链路的控制信号相同且为50％占空比的同步信号，其本质为基于开关 频率f和开环占空比D的开环控制。
本发明高频互联的无电解电容MMC拓扑结构可以通过基于高频隔离子模块 互联的辅助电路为子模块之间的电压不均衡量提供了有功功率传递通道实现子 模块电压的自均衡，同时使纹波量在三相I-SM间自由流动，使波动功率在HFL 副边侧耦合后相互低消，以消除I-SM电压波动(包括基频、2倍频与3倍频分 量)实现对电容电压纹波的抑制，从而实现无电解电容的设计。本发明以附加电 路的形式实现了循环电流的抑制与I-SM电容电压自动均衡，MMC只需要完成基 本的功率转换控制，SM与FB-HFL是独立运行的，两者之间不需进行信息交互， 并且FB-HFL工作在最简单的开环模式下，这极大的简化了MMC的控制。

Claims (9)

1.一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构，其特征在于：包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、基于全桥结构的高频链路、三相桥臂和公共母线，所述全桥结构的高频链路和半桥与电容结构组成隔离子模块，所述全桥结构的高频链路将所有隔离子模块互联在一起形成公共母线，所述三相桥臂中每相桥臂分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂包括n个隔离子模块和上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5，每相下桥臂包括n个隔离子模块和下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6。
2.根据权利要求1所述的一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构，其特征在于：所述隔离子模块包括第一功率开关管Qi-1、第二功率开关管Qi-2、第一电容Ci、第一滤波电感L、第三功率开关管Si-1、第四功率开关管Si-2、第五功率开关管Si-3、第六功率开关管Si-4、两绕组高频变压器T、所述两绕组高频变压器包含第一绕组N1、第二绕组N2；所述第一功率开关管Qi-1与第三功率开关管Si-1的漏极和第五功率开关管Si-3的漏极相连；所述第二功率开关管Qi-2与第四功率开关管Si-2的源极和第六功率开关管Si-4的源极相连；所述第一功率开关管Qi-1的源极与第二功率开关管Qi-2的漏极相连；所述第三功率开关管Si-1的源极与第四功率开关管Si-2的漏极相连；所述第五功率开关管Si-3的源极与第六功率开关管Si-4的漏极相连；所述第一电容Ci的一端与第一功率开关管Qi-1的漏极连接，第一电容Ci的另一端与第二功率开关管Qi-2的源极连接；第一滤波电感L的一端与第一功率开关管Qi-1的漏极连接，所述第一滤波电感L的另一端与第三功率开关管Si-1的漏极连接；第一绕组N1的同名端连接到第三功率开关管Si-1以及第四功率开关管Si-2所组成的桥臂中点，第一绕组N1的异名端连接到第五功率开关管Si-3以及第六功率开关管Si-4所组成的桥臂中点。
3.根据权利要求1所述的一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构，其特征在于：每相上半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Qi-1与第二功率开关管Qi-2组成的桥臂中点与高压直流母线的正极相连；第二功率开关管Qi-2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的源极相连、三相上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的一端与每相上半桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Qi-2的源极连接，三相上桥臂电感Lg1、Lg3、Lg5的另一端分别连接高压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的一端分别与高压交流母线的a相、b相、c相连接，下桥臂电感Lg2、Lg4、Lg6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的漏极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管Qi-2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的源极相连；最后一个隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的源极与高压直流母线的负极相连；三相桥臂所有隔离子模块中的变压器第二绕组N2的同名端通过公共母线相连，第二绕组N2的另一端也通过公共母线相连。
4.根据权利要求2所述的一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构，其特征在于：所述模块化多电平变换器结构的半桥与电容结构输入电流包含直流分量与交流分量，交流分量主要包括基频分量与2倍频分量，所述上桥臂和下桥臂纵向隔离子模块之间，所述的基频分量iuaf1、iubf1、iucf1与idaf1、idbf1、idcf1相位相反呈三相对称性，2倍频分量iuaf2、iubf2、iucf2与idaf2、idbf2、idcf2相位相同呈三相对称性，所述上桥臂和下桥臂横向隔离子模块之间，所述基频分量iuaf1、iubf1、iucf1与idaf1、idbf1、idcf1相位相同呈三相对称性，2倍频分量iuaf2、iubf2、iucf2与idaf2、idbf2、idcf2相位相反呈三相对称性。
5.根据权利要求2所述的一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构，其特征在于：所述的隔离子模块在半桥与电容结构的基础上引入基于全桥结构的高频链路的辅助电路，所有隔离子模块采用相同的全桥结构的高频链路结构连接在一起，当隔离子模块之间电容电压出现差异时，所有隔离子模块中的全桥结构的高频链路部分的控制信号相同且控制信号为50％占空比的同步信号。
6.根据权利要求2所述的一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构，其特征在于：所述隔离子模块电流中交流分量iuxac包括流向自身电容的纹波电流分量iuxac1和流向后级的纹波电流分量iuxac2，根据纹波电流分量iuxac1和纹波电流分量iuxac2分量建立两种等效阻抗模型，所述两种等效阻抗模型包括电容与半桥结构和全桥结构的高频链路之间不设置滤波电感时，等效导纳包括第一电容Ci的等效阻抗jω0C；电容与半桥结构和全桥结构的高频链路之间不设置滤波电感后，等效导纳包括第一电容Ci的等效导纳jω0C、滤波电感L的等效导纳1/jω0L。
7.一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构的控制策略，其特征在于：包括半桥与电容结构控制和基于全桥结构的高频链路控制，所述半桥与电容结构控制采用abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制技术调制策略，基于全桥结构的高频链路控制采用开环PWM控制。
8.根据权利要求7所述的一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构的控制策略，其特征在于：所述的半桥与电容结构的控制策略具体如下：
1)将输出电压给定值Vdc *减去实际电压输出值Vdc，经过PI调节器的输出值im与输入电压ux锁相后的ωt作乘，其结果作为电流内环的给定值；
2)电流内环的给定值减去实际输入电流ix，经过PI调节器后得到上桥臂调制波udp，下桥臂子模块的调制信号udn与上桥臂调制信号相反，udp和udn统称为调制波ud，调制波经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Ssm。
9.根据权利要求7所述的一种高频链互联的无电解电容MMC拓扑结构的控制策略，其特征在于：所述基于全桥结构的高频链路的控制信号相同且为50％占空比的同步信号，所述的基于全桥结构的高频链路控制为基于开关频率f和开环占空比D的开环控制。
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