CN110752763A - 一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法，包括一个或多个相单元，每个相单元包括串联连接的上桥臂和下桥臂，以及交流连接电抗器，其中上下桥臂结构相同，均包括整形电路和开关电路。在每个相单元中，通过控制开关电路的导通或关断，实现上下桥臂交替工作；在桥臂接入电路中时，开关电路导通，桥臂连接直流侧和交流侧，整形电路通过调制信号生成电平。在每个相单元中，上下桥臂分别连续导通半个工频周期，上桥臂导通的相位角滞后于交流电压的相位角为移相角，移相角由功率因数角和交流电压调制度决定。本发明公开的模块化多电平换流器拓扑及其调制方法具有结构简洁、成本较低、运行范围宽、控制简单灵活的优点。

Description

一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法。
背景技术
基于电压源型换流器的高压直流输电技术，即柔性直流输电技术，因不存在换相失败风险、可实现有功/无功的解耦控制、易于直流潮流反转，成为直流输电领域的前沿技术。与传统两电平或三电平电压源型换流器相比，模块化多电平换流器(ModularMultilevel Converter,MMC)具有运行损耗小、波形质量好、集成度高等优点，是柔性直流输电领域最具技术优势的拓扑方案，近年来得到了广泛的关注。然而，MMC换流器结构复杂，包含大量的功率器件，导致换流器建造成本高，因此适用于柔直系统的多电平换流器拓扑研究成为当前工业界和学术界共同关注的热点。
目前，常见的模块化多电平换流器结构有三种，第一种是上下桥臂由子模块串联构成，不含单个功率开关管，应用最为广泛的模块化多电平换流拓扑(Modular MultilevelConverter,MMC)。MMC换流器中不存在直接串联的功率器件，每一相上下桥臂同时导通，共同支撑直流母线电压。然而，这种结构需要的功率器件数众多，换流成本高，且由于三相6个桥臂同时导通，换流器内部存在二倍频环流，需要引入额外控制策略来抑制内部换流。第二种结构为混合级联多电平换流器(Hybrid Cascaded Multilevel Converter,HCMC)。HCMC换流器由整形电路和桥式开关电路组成，每个桥臂中的开关电路由多个功率器件串联而成，同时导通或关断，以实现电平的切换，工作方式与两电平换流器类似。整形电路由多个全桥子模块级联而成，可生成谐波含量很低的阶梯波，从而起到有源滤波器的作用，对桥式开关电路生成的两电平交流电压进行整形，使换流器交流输出电压谐波含量明显降低，无需外接滤波装置。然而，HCMC换流器中的开关电路在关断时所承受的耐压达到直流母线电压，需要大量的功率器件模块串联，而大量器件串联带来的均压和同步问题尚未有理想成熟的解决方案。第三种结构是桥臂交替多电平换流器(Alternate Arm MultilevelConverter,AAMC)。AAMC换流器与HCMC换流器结构呈现对偶形式，每相的上下桥臂即包含整形电路也包含开关电路，开关电路控制上下桥臂的互补开通，实现上下桥臂中整形电路的切换，整形电路根据参考波输出阶梯波形，与开关电路相互配合生成交流侧输出波形。然而，AAMC换流器的整形电路半周导通，为满足子模块电容中能量的守恒，换流器只能工作在电压调制度为4/π的特定工况下，灵活性差。
综上，三种典型多电平换流拓扑结构能够通过整形电路的子模块投切生成逼近正弦的阶梯波，大大降低了交流侧的谐波含量，但仍然存在各自的问题和短板。
发明内容
鉴于上述，本发明提供了一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法，具有结构简洁、成本较低、运行范围宽、控制简单灵活的优点。
为了实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
一种模块化多电平换流器拓扑结构，包括一个或多个并联的相单元，每个相单元包括交流电抗器、以及串联连接的上桥臂和下桥臂；上桥臂的正端与直流母线正极相连，下桥臂的负端与直流母线负极相连，上桥臂的负端和下桥臂的正端通过交流电抗器与交流侧连接；所述上桥臂和下桥臂均包括串联的整形电路和开关电路，开关电路用于控制上桥臂或下桥臂的通断状态，整形电路根据调制信号用于生成电平。
优选的，所述整形电路包含串联的多个子模块，所述子模块包含全控型功率器件和子模块电容器，通过控制全控型功率器件的导通和关断实现子模块电容器的投入或切除。
优选的，所述开关电路包含串联的多个全控型功率器件模块。
优选的，所述全控型功率器件模块为绝缘门极双极型晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT或门极可关断晶闸管GTO。
优选的，交流电抗器设置在上、下桥臂的连接点与交流侧之间，交流电抗器正端与上、下桥臂的连接点相连，交流连接电抗器的负端与交流侧相连。
本发明还公开了一种上述的模块化多电平换流器拓扑结构的调制方法，在每个相单元中，通过控制上桥臂和下桥臂中的开关电路的导通或关断，实现上桥臂和下桥臂交替工作；当上桥臂和/或下桥臂中的开关电路导通时，上桥臂和/或下桥臂与电路中的直流侧和交流侧导通，上桥臂和/或下桥臂中的整形电路通过调制信号生成电平；当上桥臂和/或下桥臂的开关电路关断时，上桥臂和/或下桥臂不接入工作电路中；
上桥臂中整形电路的参考电压信号为直流母线正极电压与交流电压之差，下桥臂中整形电路的参考电压信号为交流电压与直流母线负极电压之差。
优选的，在每个相单元中，上桥臂和下桥臂互补导通，且上下桥臂分别连续导通半个工频周期，上桥臂导通的相角滞后于交流电压的角度成为移相角θ，移相角由功率因数角和交流电压调制度决定。
上桥臂和下桥臂的开关信号如下：
Figure BDA0002237284800000031
其中sjp表示第j个相单元的上桥臂中开关电路的开关信号，当sjp＝1时，上桥臂导通，当sjp＝0时，上桥臂关断；sjn表示第j个相单元的下桥臂中开关电路的开关信号，当sjn＝1时，下桥臂导通，当sjn＝0时，下桥臂关断；ω表示工频角频率，
Figure BDA0002237284800000032
表示电压初相位。
进一步的，所述移相角θ的计算步骤如下:
为维持子模块电容的能量守恒，电容在导通的半周内需要实现能量守恒；以a相上桥臂为例，在导通的半周内能量积累为
Figure BDA0002237284800000033
其中，U1和I1分别表示交流电压和交流电流的基频幅值，udc表示直流侧电压值，表示功率因数角，T表示工频周期，与工频角频率ω的关系为ωT＝2π；为保证桥臂中子模块电容的能量平衡，桥臂能量在半周内能量积累为零，即Eap＝0，得到交流电压调制度m与功率因数角
Figure BDA0002237284800000036
和移相角θ的关系为
通过上式能够得到移相角θ的值。
基于上述技术方案，本发明具有以下有益技术效果：
(1)在上、下两桥臂增加开关电路，并引入移相角的概念，通过调整桥臂开通的移相角，实现桥臂交替多电平换流器的宽范围工作，不再局限于电压调制度为4/π附近的狭窄工作范围。
(2)由于拓宽了换流器的工作边界，整流电路中不再局限于使用全桥子模块，也使得半桥子模块应用于AAMC换流器成为可能，进一步降低了换流器中的功率器件数量，降低了系统建造成本。
附图说明
图1为本发明模块化多电平换流器拓扑的结构示意图；
图2为半桥型桥臂交替多电平换流器的拓扑结构图；
图3为半桥型桥臂交替多电平换流器移相调制策略(m＝0.9,
Figure BDA0002237284800000041
θ＝45°)图；
图4为移相角θ与交流电压调制度m和功率因数角
Figure BDA0002237284800000042
的三维图；
图5为臂交替多电平换流器换流器移相导通调制策略图；
图6为桥臂电压极大值与电压调制度和功率因数角的关系图；
图中：1子模块，2整形电路，3全控型功率器件模块，4开关电路，5上桥臂，6下桥臂，7交流连接电抗器，8相单元，9直流母线正极，10直流母线负极。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
如图1所示，一种模块化多电平换流器拓扑结构，包括三个并联的相单元，分别为a相、b相和c相，每个相单元包括交流电抗器、以及串联连接的上桥臂和下桥臂；上桥臂的正端与直流母线正极相连，下桥臂的负端与直流母线负极相连；交流电抗器设置在上、下桥臂的连接点与交流侧之间，交流电抗器正端与上、下桥臂的连接点相连，交流连接电抗器的负端与交流侧相连；所述上桥臂和下桥臂均包括串联的整形电路和开关电路，开关电路用于控制上桥臂或下桥臂的通断状态，整形电路根据调制信号用于生成电平。
所述整形电路包含串联的多个子模块，所述子模块包含全控型功率器件和子模块电容器构成的全桥子模块或半桥子模块。
作为本发明的优选实施方式，整形电路中采用半桥子模块结构，箝位双子模块结构或其他子模块结构。
半桥型桥臂交替多电平换流器(Half Bridge Sub-module-Alternate ArmMultilevel Converter,HB-AAMC)的拓扑结构如图2所示，每一相中有上下两个桥臂和连接电抗器L组成，每个桥臂由NSM个半桥子模块和NDE个全控器件(如IGBT模块)串联而成。图2中，udc和idc表示直流侧电压和电流，uj和ij(j＝a,b,c)表示交流侧电压和电流，ujp、ujn和ijp、ijn分别表示j相中上下桥臂的电压和电流，ujpSM和ujpDe分别表示j相上桥臂中由半桥子模块构成的整形电路的输出电压和由串联全控器件构成的开关电路的输出电压，ujnSM和ujnDe分别表示j相下桥臂中整形电路和开关电路的输出电压。换流器中各部分电压电流的参考方向如图2中所示。
基于HB-AAMC换流器的拓扑结构，交流侧电压和电流可表示为
Figure BDA0002237284800000043
其中，U1和I1分别表示交流电压和交流电流的基频幅值，ω表示工频角频率，
Figure BDA0002237284800000044
表示功率因数角，
Figure BDA0002237284800000045
表示三相电压初相位。为描述交流电压与直流电压之间的联系，定义电压调制度m为
Figure BDA0002237284800000051
HB-AAMC换流器的桥臂中配置了由半桥子模块构成的整形电路和由串联全控器件构成的开关电路，整形电路可根据调制信号输出多电平阶梯波使交流输出电压谐波含量很低，降低输出侧谐波含量；开关电路控制桥臂的开通与关断，选择上桥臂或下桥臂的整形电路接入到电路中，实现上下桥臂的交替导通。根据基尔霍夫电压定律及式(1)可写出上下桥臂的电压表达式为
Figure BDA0002237284800000052
当桥臂导通时，整形电路电压与桥臂电压相同；当桥臂关断时，整形电路与开关电路共同承受桥臂电压，为降低串联全控器件所承受的耐压，可调制整形电路与桥臂电压匹配继续输出多电平阶梯波。由于HB-AAMC换流器中每个桥臂不是全波导通，在其导通时间内保证子模块电容能量的平衡是其调制算法的重点和难点。在本发明中，HB-AAMC中的开关电路采用半波导通，即一个周期内导通一半的时间。开关信号滞后于交流相电压，相角差为θ，上下桥臂的开关信号sjp和sjn可表示为
Figure BDA0002237284800000053
每相上桥臂在相位角为时导通，导通半个周期，桥臂电流为交流电流；每相下桥臂与上桥臂互补开通。结合交流电流式(1)和图2中给出的电流参考方向，可推出上下桥臂电流ijp和ijn为
Figure BDA0002237284800000055
图3以a相上桥臂为例给出了AAMC换流器的移相导通调制策略的波形示意图，其中ua和ia表示a相的相电压和相电流，sap表示a相上桥臂的开关信号，sap为1时桥臂导通，sap为0时桥臂关断，sap与ua的相角差为θ。iap为a相上桥臂的桥臂电流，在桥臂导通时与ia相同，在桥臂关断时为0。uapSM和uapDE分别为a相上桥臂中整形电路和开关电路的电压波形，其中uapSM波形的实线部分表示桥臂导通时，电流流经整形电路，子模块可控输出，叠加构成桥臂电压波形，虚线部分表示桥臂关断时，整形电路通过调制算法继续生成电平直至达到子模块数量上限，但由于没有电流流过，子模块电容不再进行充放电，由于在桥臂关断时整形电路和开关电路共同承担桥臂耐压，当整形电路中的子模块输出达到数量上限时，由串联功率器件模块组成的开关电路承受一部分压降，共同支撑桥臂电压。
模块化多电平换流器能够稳定运行的重要前提之一是子模块电容电压平衡。为了实现子模块电容电压的平衡，首先需要保证子模块电容在一个工频周期内能量守恒。由于桥臂半波导通，为维持子模块电容的能量守恒，电容在导通的半周内需要实现能量守恒，现以a相上桥臂为例，分析桥臂在半周内所积累的能量。根据式(3)和式(5)，a相上桥臂在导通的半周内能量积累为
其中，T表示工频周期，与工频角频率ω的关系为ωT＝2π。为保证桥臂中子模块电容的能量平衡，桥臂能量在半周内能量积累为零，即Eap＝0，根据式(6)可得到交流电压调制度m与功率因数角
Figure BDA0002237284800000062
和移相角θ的关系为
Figure BDA0002237284800000063
根据式(7)可知，通过调整移相角θ的大小可实现功率因数角
Figure BDA0002237284800000064
与交流电压调制度m的匹配，保证桥臂中子模块电容能量的平衡。移相角的取值范围与功率因数角
Figure BDA0002237284800000065
和交流电压调制度m相关，当换流器四象限运行时，交流电压调制度m的取值范围为[0,1]，功率因数角
Figure BDA0002237284800000066
的取值范围为[-π,π]，根据三角函数的对称性，
Figure BDA0002237284800000067
在负半周与在正半周可得到类似结论。以
Figure BDA0002237284800000068
∈[0,π]为例，根据式(7)，移相角θ与交流电压调制度m和功率因数角
Figure BDA0002237284800000069
的三维关系可表示为图4，移相角θ的取值范围为[-π/2,π/2]，当功率因数角
Figure BDA00022372848000000610
时，移相角θ为正，当功率因数角时，移相角θ为负，且移相角θ的绝对值随交流电压调制度m的递增而减小。因此，当电压调制度m固定时，移相角θ随功率因数角
Figure BDA00022372848000000612
增大而减小，在换流器输出纯无功时，移相角θ的绝对值取得最小值为0；当功率因数角固定时，移相角θ的绝对值随电压调制度m的增大而减小。
为更加直观地表示AAMC换流器的移相调制策略，图5给出了纯有功输出且电压调制度m为0.9时HB-AAMC各桥臂的电压参考波及电流波形，根据式(7)可推导出移相角θ为45°，图5同时给出了开关电路的导通区间与桥臂电流的对应关系。从图中可知，上下桥臂的电压均为正值，采用半桥子模块即可实现电压输出，每一相中上下桥臂互补开通，电流交替流过上下桥臂。
HB-AAMC换流器的电平调制方式与半桥MMC相同，可采用PWM调制、最近电平逼近调制(Nearest Level Modulation,NLM)等典型多电平调制方式，由于在大容量、高电压应用场景中，子模块数量较多，NLM调制方法更加适用，本发明以NLM方法为例，对HB-AAMC进行调制分析。根据式(3)给出的各桥臂电压参考波表达式，可获得桥臂在每个时刻投入的子模块实时表达式
Figure BDA0002237284800000071
式中，round(x)表示取与x最接近的整数。在正常工作时，交流电压调制度m∈[0,1]，则上下桥臂实时输出子模块数取值范围为NSM≧njp,njn≧0，NSM为桥臂中子模块总数，若桥臂输出子模块大于NSM则换流器工作在过调制区。
当移相导通角θ与交流电压调制度m和功率因数角
Figure BDA0002237284800000072
如式(7)中的关系时，桥臂中子模块电容储存的能量守恒，消除了能量积累导致的电容电压偏移。为进一步平衡桥臂内部个子模块间的电容电压，可将现有子模块电容电压平衡的方法移植到HB-AAMC中，本发明以电容电压排序法为例予以验证。电容电压排序方法需在电路中采集桥臂内各子模块电容电压瞬时值，并从大到小排序，进而根据电流方向选择投入的子模块。由于HB-AAMC在正常工作时，桥臂输出电压为正，当桥臂电流同样为正时，子模块电容充电，将桥臂中电容电压最小的njp或njn个子模块投入电路中；当桥臂电流为负时，子模块电容放电，将桥臂中电容电压最大的njp或njn个子模块投入电路中，使子模块轮换投入到桥臂中，实现子模块间的电容电压平衡。
在AAMC换流器中，每一相的上下桥臂交替导通，因此直流电流与桥臂开关信号相关。根据式(4)和式(5)中给出的桥臂开关信号和桥臂电流可获得AAMC换流器的直流电流为
Figure BDA0002237284800000073
根据直流电流的表达式可知，直流电流由六段形状相同的正弦波形拼接而成，因此直流电流除直流分量外，还存在6n次谐波，这是由移相调制决定。电流的直流分量可表示为
Figure BDA0002237284800000074
将式(7)带入式(10)中可得到直流电流分量与交流电流幅值之间的关系为
HB-AAMC换流器的主电路与MMC换流器类似，包括交流侧变压器、子模块电容器、串联功率器件及平波电抗器等组件。合理的电路参数设计可有效提高系统的稳态和动态性能。本实施例将探讨桥臂子模块数、功率器件数、子模块电容值的限制条件和初步选择方法。
(a)桥臂子模块数和功率器件数
对于模块化多电平换流器而言，桥臂中子模块数是换流器的重要参数，决定了交直流电压的输出波形和系统制造成本及运行损耗。首先讨论AAMC换流器中子模块数和串联功率器件数。根据HB-AAMC的调制策略可知，换流器中每个桥臂均为半波导通，且电压输出与移相角相关，结合图5可知，当功率因数角
Figure BDA0002237284800000082
时，移相角θ为正，桥臂电压在关断时出现最大值为
uarm,max＝1/2udc(1+msinθ) (12)
当功率因数角
Figure BDA0002237284800000083
时，移相角θ为负，桥臂在开通时即ωt＝θ时出现最大值为
uarm,max＝1/2udc(1+msin|θ|) (13)
因此，桥臂电压输出的极大值为
uarm,max＝1/2udc(1+m|sinθ|) (14)
结合式(7)中给出的移相角θ与交流电压调制度m和功率因数角
Figure BDA0002237284800000084
的关系，可得到桥臂电压输出极大值与电压调制度和功率因数角的三维曲线，如图6所示。结合式(7)、式(14)和图可得出，在调制度m为0.9，换流器输出/输入纯有功时，桥臂电压极大值最大，约为0.8183udc，其中udc为直流母线电压；在功率因数角
Figure BDA0002237284800000085
为π/2时，即换流器纯无功输出时，取得最小值为0.5udc。
为保证HB-AAMC换流器在全工况内运行，桥臂的总子模块数不能少于桥臂电压输出的最大值，因此，一个桥臂所需的子模块数最少为
NSM＝0.8183N (15)
其中N＝udc/UC (16)
UC为子模块电容电压的参考值，可视为半桥子模块中功率器件的耐压，N表示在子模块电压为UC的情况下，支撑直流母线电压所需的子模块数。当调制信号，即根据式(8)计算出来的投入子模块数大于NSM时，投入桥臂的子模块数被限制在NSM，因此在图5中桥臂电压波形出现削顶现象，由于削顶现象发生在桥臂关断阶段，所以交流输出电压波形并不受影响，依然是完整正弦波形，此时桥臂中的串联功率器件与整形电路共同承担桥臂电压。在桥臂关断时，根据式(3)给出的桥臂电压、式(7)给出的移相角关系式和子模块总数NSM可知，当电压调制度m≤0.6366时，整形电路输出电压始终未超过子模块投入上限，在关断状态时串联开关管无须承担耐压；当电压调制度m>0.6366时，根据电路结构和式(3)式(15)可获得串联功率器件所承受的压降为
Figure BDA0002237284800000091
其中，αj1和αj2分别表示三相整形电路中子模块投入数达到上限时对应的电压相位角。以a相上桥臂为例，在ωt＝3π/2时，处于关断状态的桥臂所承受的压降取得极大值为
umax＝1/2udc(1+m) (18)
此时，串联功率器件需要承受的耐压为桥臂电压最大值减去子模块承受的电压，即
uDe,max＝1/2udc(1+m)-0.8183udc (19)
从式(19)可知，uDe,max随电压调制度m单调递增，在m＝1时，可获得最大值为0.1817udc。设定单个开关器件的耐压与子模块中器件相同，均为UC，则每个桥臂中独立开关管所需的最少数量为
NDE＝0.1817N (20)
又因为每个半桥子模块含有2个开关管，根据式(15)和式(20)可知，AAMC换流器一个桥臂中所需的功率器件模块总数为
NDE,arm＝2NSM+NDE＝1.8183N (21)
半桥型MMC换流器每个桥臂含N个子模块，每个子模块中有两个开关管，则MMC换流器桥臂中包含了2N个功率器件。因此，本发明所提出的HB-AAMC在采用相同功率器件和电容的前提下，所需的子模块数较HB-MMC换流器减少18.17％，功率器件数减少9.09％。
(b)子模块电容值计算
电容器是模块化多电平换流器的重要无源元件，而子模块容值直接影响换流器的建造成本和系统运行特性，根据能量关系推导出子模块容值与系统参数之间的关系。以a相上桥臂的例，根据式(3)和式(5)给出的桥臂电压电流表达式，可获得a相上桥臂的瞬时功率为
Figure BDA0002237284800000092
根据桥臂电压电流波形可知，桥臂瞬时功率pap在相位角之间取值为正。从而对桥臂瞬时功率在
Figure BDA0002237284800000094
之间进行积分，得到桥臂能量变化值为
结合式(7)可知，桥臂能量的变化值ΔEap是关于功率因数角
Figure BDA0002237284800000101
和交流电压调制度m的函数。而桥臂内子模块电容的总储能EC可表示为
Figure BDA0002237284800000102
其中NSM表示桥臂中参与能量交换的子模块数，uC表示子模块电容电压，设定电容电压波动率为ε，则电容电压的峰值电压为
Figure BDA0002237284800000103
其中，UC为子模块电容电压的参考值。因此，在一个周期内桥臂中电容存储能量的变化值可表示为
Figure BDA0002237284800000104
式(23)和式(26)相等，可得到
Figure BDA0002237284800000105
将式(15)给出的NSM表达式带入式(27)中，得到HB-AAMC换流器子模块电容容值的确定方式
Figure BDA0002237284800000106
参考舟山五端柔性直流输电工程中定海站的系统参数，I1＝1.33kA，udc＝400kV，N＝250，工况为m＝0.9,
Figure BDA0002237284800000107
时，子模块电容电压波动设置为5％，HB-AAMC换流器子模块电容的容值至少为8.52mF。在相同工况相同电容电压波动的情况下，HB-MMC换流器需要的子模块电容电容值为12.56mF。因此，HB-AAMC子模块电容值比于HB-MMC子模块电容值减少32％。
(c)连接电抗器取值
由于HB-AAMC换流器上下桥臂不同时导通，换流器内部不存在二倍频环流，无需二倍频环流抑制，因此换流器中的电感不需要承担抑制二倍频环流的作用，仅需作为连接电抗器，在实际工程中一般把连接电抗器控制在较小的范围内，通常在0.1pu～0.3pu之间，甚至可由变压器的漏感代替。
综上所述，HB-AAMC换流器与现有公认结构最简的HB-MMC换流器相比较，具有更少的功率器件和无源元件，进一步降低了系统建造成本，减小了换流站的体积。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种模块化多电平换流器拓扑结构，其特征在于：包括一个或多个并联的相单元(8)，每个相单元(8)包括交流电抗器(7)、以及串联连接的上桥臂(5)和下桥臂(6)；上桥臂的正端与直流母线正极(9)相连，下桥臂的负端与直流母线负极(10)相连，上桥臂的负端和下桥臂的正端通过交流电抗器(7)与交流侧连接；所述上桥臂和下桥臂均包括串联的整形电路(2)和开关电路(4)，开关电路用于控制上桥臂或下桥臂的通断状态，整形电路根据调制信号用于生成电平。
2.如权利要求1所述的模块化多电平换流器拓扑结构，其特征在于：所述整形电路(2)包含串联的多个子模块(1)，所述子模块(1)包含全控型功率器件和子模块电容器，通过控制全控型功率器件的导通和关断实现子模块电容器的投入或切除。
3.如权利要求1所述的模块化多电平换流器拓扑结构，其特征在于：所述开关电路(4)包含串联的多个全控型功率器件模块(3)。
4.如权利要求3所述的模块化多电平换流器拓扑结构，其特征在于：所述全控型功率器件模块(3)为绝缘门极双极型晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT或门极可关断晶闸管GTO。
5.如权利要求1所述的模块化多电平换流器拓扑结构，其特征在于，交流电抗器设置在上、下桥臂的连接点与交流侧之间，交流电抗器正端与上桥臂和下桥臂的连接点相连，交流连接电抗器的负端与交流侧相连。
6.一种如权利要求1所述的模块化多电平换流器拓扑结构的调制方法，其特征在于：在每个相单元中，通过控制上桥臂和下桥臂中的开关电路(4)的导通或关断，实现上桥臂和下桥臂交替工作；当上桥臂和/或下桥臂中的开关电路导通时，上桥臂和/或下桥臂与电路中的直流侧和交流侧导通，上桥臂和/或下桥臂中的整形电路通过调制信号生成电平；当上桥臂和/或下桥臂的开关电路关断时，上桥臂和/或下桥臂不接入工作电路中；
上桥臂中整形电路的参考电压信号为直流母线正极电压与交流电压之差，下桥臂中整形电路的参考电压信号为交流电压与直流母线负极电压之差。
7.如权利要求6所述的模块化多电平换流器拓扑结构的调制方法，其特征在于：在每个相单元中，上桥臂和下桥臂互补导通，且上下桥臂分别连续导通半个工频周期，上桥臂导通的相角滞后于交流电压的相位角称为移相角θ，上桥臂和下桥臂的开关信号如下：
Figure FDA0002237284790000011
其中sjp表示第j个相单元的上桥臂中开关电路的开关信号，当sjp＝1时，上桥臂导通，当sjp＝0时，上桥臂关断；sjn表示第j个相单元的下桥臂中开关电路的开关信号，当sjn＝1时，下桥臂导通，当sjn＝0时，下桥臂关断；ω表示工频角频率，
Figure FDA0002237284790000021
表示电压初相位。
8.如权利要求7所述的模块化多电平换流器拓扑结构的调制方法，其特征在于，所述移相角θ的计算步骤如下:
为维持子模块电容的能量守恒，电容在导通的半周内需要实现能量守恒；以上桥臂为例，在导通的半周内能量积累为
Figure FDA0002237284790000023
其中，U1和I1分别表示交流电压和交流电流的基频幅值，udc表示直流侧电压值，
Figure FDA0002237284790000024
表示功率因数角，T表示工频周期，与工频角频率ω的关系为ωT＝2π；为保证桥臂中子模块电容的能量平衡，桥臂能量在半周内能量积累为零，即Eap＝0，得到交流电压调制度m与功率因数角和移相角θ的关系为
通过上式能够得到移相角θ的值。
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