CN104201909A - 一种用于vsc-hvdc的三相模块化多电平换流器及其载波移相调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器及其载波移相调制方法，属于电平换流器技术领域。本发明包括三个相单元和第一电压电容，所述三个相单元其中的两个相单元之间相互并联在一起后在与第一电压电容和另外的一个相单元并联在一起；所述相单元包括两个并联在一起的桥臂，所述桥臂包括电抗器和N个子模块。对于N+1电平的三相模块化多电平换流器，每个桥臂包含N个级联的子模块，需要采用N组二电平的三角载波，三角载波相位依次错开2π/N角度。本发明不会带来额外的开关损耗，同时便于估算出由功率器件带来的换流器损耗。

Description

一种用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器及其载波移相调制方法

技术领域

本发明涉及一种多电平换流器，尤其涉及一种用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器及其载波移相调制策略。

背景技术

世界范围内电力工业需要采用更加灵活、经济、环保的输配电方式来迎接技术、经济与环境方面的挑战，因此，先进电力电子装置的需求变得日益迫切。电压源换流器型直流输电(voltage source converter-high voltage DC，VSC-HVDC)的技术优势使其在可再生能源并网、无源网络供电、城市电网供电、异步交流电网互联等领域都发挥了积极作用，VSC是VSC-HVDC输电系统中的核心组成部分，其拓扑结构及调制策略对VSC-HVDC的运行特性以及VSC-HVDC工程的有效性、经济性和可靠性都有很大的影响。目前已投运的VSC-HVDC多采用两电平VSC或三电平VSC拓扑结构。两电平VSC存在的主要问题是过高开关频率带来的过高开关损耗、IGBT串联带来的静态、动态均压和电磁干扰，另外，对器件的开关一致性要求很高；三电平VSC存在的主要问题为直流侧的均压和直流侧中性点存在的3次谐波电流影响。上述两种拓扑结构也给VSC的设计、布局及装配带来了极大的难度。

为了解决上述VSC的问题，西门子公司提出了一种适用于HVDC和FACTS的新型VSC拓扑结构——模块化多电平换流器。MMC采用模块化设计，通过调整子模块的串联个数可以实现电压及功率等级的灵活变化，并且可以扩展到任意电平输出，减小了电磁干扰和输出电压的谐波含量，输出电压非常平滑且接近理想正弦波形，因此在网侧不需要大容量交流滤波器；开关器件的开关频率低，开关损耗也相应减少；由于MMC拓扑将能量分散存储在桥臂的各个子模块电容中，提高了故障穿越能力。MMC的这些特点提高了高压直流输电系统的经济性、可靠性和适应性。

虽然西门子承建的世界上首个采用MMC的直流输电工程(Trans Bay Cable Project)已于2010年3月在美国投入商业运行，但是目前国内外学术界对MMC型电压源换流器直流输电技术的研究相对较少，诸如调制策略、电容电压平衡控制、故障保护等关键技术还没有得到完全解决，亟待深入研究。

发明内容

发明目的：为了克服现有技术中存在的不足，本发明提供一种用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器及其载波移相调制方法，该发明不会带来额外的开关损耗和便于估算出由功率器件带来的换流器损耗。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：一种用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器，包括三个相单元和第一电压电容，所述三个相单元其中的两个相单元之间相互并联在一起后在与第一电压电容和另外的一个相单元并联在一起；所述相单元包括两个并联在一起的桥臂，所述桥臂包括电抗器和N个子模块，N大于等于1，且所述子模块、电抗器相互串联在一起；所述子模块包括直流储能电容和开关单元，所述开关单元包括第一、第二绝缘栅双极型晶体管，所述第一绝缘栅双极型晶体管与直流储能电容串联后，与第二绝缘栅双极型晶体管并联；还包括两个反并联的第一、第二二极管，所述第一二极管与第一绝缘栅双极型晶体管并联，所述第二二极管与第二绝缘栅双极型晶体管并联。

进一步地：还包括安全开关，所述安全开关并联在子模块上，所述安全开关包括高速旁路开关和压接式封装晶闸管，所述高速旁路开关与压接式封装晶闸管相互并联。

一种适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的载波移相调制方法，对于N+1电平的三相模块化多电平换流器，每个桥臂包含N个级联的子模块，需要采用N组二电平的三角载波，三角载波相位依次错开2π/N角度；设桥臂参考电压为子模块I的参考电压为i＝1,2,···,N；各子模块参考电压均应等于桥臂参考电压，即个子模块参考电压和N组载波相比较，产生N组PWM脉冲，分别控制N个子模块的上IGBT，取反并加入一定的死区时间后控制N个子模块的下IGBT，以避免各子模块发生直通后电容迅速放电；所述桥臂输出电压是由所有子模块的二电平PWM脉冲叠加而成。

根在电容电压平衡的条件下，若想控制整个桥臂按照输出电压，只需满足桥臂内所有子模块的参考电压之和等于桥臂参考电压的N倍，即，

$\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_i^{*}={\mathrm{Nu}}_{\mathrm{br}}^{*}.$

不改变整个桥臂输出电压的同时，在±10％范围内调整桥臂内部各子模块的参考电压。

一种适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的MMC内部环流抑制器，所述抑制器采用陷波器提取出环流中的二倍频分量，再以比例谐振PR控制器对其进行跟踪补偿，并将补偿信号叠加在子模块参考电压中，从而达到限制环流的目的。

一种适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的MMC内部环流抑制方法，分为环流2次分量提取及理想PR控制器两个部分，首先，通过陷波器陷除环流中的二次成分，再将其与原环流做差，从而得到环流二次基本成分；将此二次环流与参考值再做差，然后将参考值选取为0，将差值送入PR控制器进行跟踪处理，即可得到需要的参考电压补偿信号。

本发明提供的，相比现有技术，具有以下有益效果：

1.当采用CPSM方法时，每个功率器件的开关频率取决于三角载波的频率，因此调整参考电压不会引起额外的开关过程，不会带来额外的开关损耗。功率器件的开关频率确定，也便于估算出由功率器件带来的换流器损耗，利于实际工程装置散热系统的准确设计。

2.由于所述抑制器采用陷波器提取出环流中的二倍频分量，再以比例谐振PR控制器对其进行跟踪补偿，并将补偿信号叠加在子模块参考电压中，从而达到限制环流的目的。因此提出的NNCS对于MMC环流二次基频分量具有明显的抑制作用。

附图说明

图1MMC结构图；

图2MMC子模块结构图；

图3MMC整流侧系统等值电路图；

图4相单元间的环流；

图5能量均匀控制；

图6电压均衡控制；

图7结合电容电压平衡控制量的CPS-SPWM调制原理图；

图8环流抑制控制框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

一种用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器，如图1所示，包括三个相单元和第一电压电容，所述三个相单元其中的两个相单元之间相互并联在一起后在与第一电压电容和另外的一个相单元并联在一起；且所述每个相单元的并联支路上均串联有一个电流调节器；所述相单元包括两个并联在一起的桥臂，即上下2个桥臂构成一个相单元，根据MMC的模块化设计，6个桥臂具有对称性，各子模块的电气参数和各桥臂电抗值都是相同的。所述桥臂包括电抗器L和N个子模块(sub module，SM)，N大于等于1，且所述子模块、电抗器L相互串联在一起；

如图2所示，所述子模块包括直流储能电容和开关单元，所述开关单元包括第一、第二绝缘栅双极型晶体管，所述第一绝缘栅双极型晶体管与直流储能电容串联后，与第二绝缘栅双极型晶体管并联；还包括两个反并联的第一、第二二极管，所述第一二极管与第一绝缘栅双极型晶体管并联，所述第二二极管与第二绝缘栅双极型晶体管并联。图中，U_SM、i_SM分别为子模块的输出电压和该所在桥臂输出电流，U_C为子模块的电容电压，K₁、K₂分别为高速旁路开关与压接式封装晶闸管，其作用是用于保护措施来增强MMC的安全性；通过2个开关管T₁和T₂的作用，可以使得U_SM同时在2种电流方向的情况下进行电容电压U_C和0之间的切换。因此可以桥臂为单位进行载波移相调制。

还包括安全开关，所述安全开关并联在子模块上，所述安全开关包括高速旁路开关和压接式封装晶闸管，所述高速旁路开关与压接式封装晶闸管相互并联。

图3为MMC-HVDC系统中整流侧的等值电路图，桥臂中的R代表桥臂器件的等值损耗电阻。由于换流器中3个相单元具有严格的对称性，以a相为例。P点和N点表示换流器直流侧的正负母线，它们相对于参考中性点O的电压分别为U_dc/2和-U_dc/2。u_a1和u_a1分别是a相上、下桥臂可控电压源电压；u_a0为a相交流输出侧的电压。可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{a1}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{dc}}-U_{\mathrm{ao}}\\ u_{a2}=\frac{1}{2}{U}_{\mathrm{dc}}+U_{\mathrm{ao}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

将式(1)中的上下两式相加，得到

u_a1+u_a2＝U_dc  (2)

由式(1)可知，三相交流电压的输出是通过对相单元中上、下桥臂处于投入状态的子模块个数进行调整而得到的；由公式(2)可知，直流电压等于相单元中上、下桥臂电压之和，即保证相单元中在任何时刻投入的子模块个数都相同，这些是MMC正常工作的必备条件。

由于MMC中3个相单元具有严格的对称性，并且相单元中上、下2个桥臂同样也具有严格的对称性，因此直流电流Idc在3个相单元间被均分，a相的输出端电流也被上、下2个桥臂均分为2部分。可以得到a相上、下桥臂电流为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{a1}=\frac{1}{3}{I}_{\mathrm{dc}}-i_a\\ i_{a2}=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{dc}}-\frac{1}{3}{I}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

根据MMC中三个相单元的对称性，b相、c相与a相具有上述同样的工作机理。

一种适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的载波移相调制方法，对于N+1电平的三相模块化多电平换流器，每个桥臂包含N个级联的子模块，需要采用N组二电平的三角载波，三角载波相位依次错开2π/N角度；设桥臂参考电压为子模块I的参考电压为i＝1,2,···,N；各子模块参考电压均应等于桥臂参考电压，即N个子模块参考电压和N组载波相比较，产生N组PWM脉冲，分别控制N个子模块的上IGBT，取反并加入一定的死区时间后控制N个子模块的下IGBT，以避免各子模块发生直通后电容迅速放电；所述桥臂输出电压是由所有子模块的二电平PWM脉冲叠加而成。

实际上，在电容电压平衡的条件下，若想控制整个桥臂按照输出电压，只需满足桥臂内所有子模块的参考电压之和等于桥臂参考电压的N倍，即：

$\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_i^{*}={\mathrm{Nu}}_{\mathrm{br}}^{*}---\left(4\right).$

允许各子模块的参考电压存在微小差异。

式(4)为保证桥臂输出特性不变的约束条件。只要满足式(4)，就可以做到不改变整个桥臂输出电压的同时，小范围(±10％)调整桥臂内部各子模块的参考电压。这使得CPSM方法更为灵活，也为平衡控制策略的设计提供了基础。

当采用CPSM方法时，每个功率器件的开关频率取决于三角载波的频率，因此调整参考电压不会引起额外的开关过程，不会带来额外的开关损耗。功率器件的开关频率确定，也便于估算出由功率器件带来的换流器损耗，利于实际工程装置散热系统的准确设计。具体的开关频率可以综合考虑换流器的工作效率和谐波性能等因素选择。

结合CPS-SPWM调制方式，提出了一种新的电容电压平衡控制策略，这种策略提前设定好子模块的开关频率，然后根据调制波的变化来决定子模块的触发状态，从而调节其充放电时间，进而实现桥臂中各子模块的电容电压平衡。换流器中的3个相单元并联于直流侧母线上，在运行时每个相单元产生的直流电压很难保持严格一致，因此就有环流在3个相单元间流动，图4为MMC换流器内部的环流原理图。

由于图3所示的换流器的各相单元结构是对称性的，以a相位例，i_cir1为流经a相单元的环流，由图4可得

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cirl}}=i_{a1}-\frac{i_a}{2}=i_{a2}+\frac{i_a}{2}\\ i_a=i_{a1}-i_{a2}\end{array}\right.---\left(5\right)$

得到环流i_cir1表达式：

i_cir1＝(i_a1+i_a2)/2  (6)其他相单元依次类推。

由式(5)—(6)可以得出，环流只存在于换流器内部，独立于换流器外部所接电源或负荷。尽管桥臂电抗可以限制环流的大小，但是相单元间环流的存在仍会使桥臂电流发生畸变，也会对电容电压平衡产生一定影响，所以就有必要采用合适的控制策略对电容电压平衡和环流进行协同控制。

一种适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的子模块电容电压平衡控制方法，包括以下步骤：首先，设定好子模块的开关频率，其次根据调制波的变化来决定子模块的触发状态，从而调节其充放电时间，进而实现桥臂中各子模块的电容电压平衡；然后将直流储能电容电压平衡控制分为能量均分控制和电压均衡控制2个部分，所述能量均分控制部分的作用是保证每个相单元中若干子模块电容电压的平均值跟踪它的参考值，从而使能量均匀的分配到这些子模块中；所述电压均衡控制部分的作用是使桥臂上若干子模块的直流储能电容电压跟踪其参考值。

1)能量均分控制。该部分的作用是保证每个相单元中若干子模块电容电压的平均值跟踪它的参考值，从而使能量均匀的分配到这些子模块中。控制结构如图5所示环流是在各模块间循环流通的，并且不受负荷侧电流的影响，可以设计一个独立的环流控制内环来实现对环流的调节。电压外环采用PI调节器，控制相单元中平均电容电压值跟踪电容电压参考值，PI调节器的输出作为电流给定；电流内环也采用PI调节器，控制环流跟踪给定环流参考值的变化，其输出作为电容电压平衡控制调节量。例如，u_Cref≥u_Cav时，环流参考值i_cirref增加。电容电压控制中的独立电流环迫使环流实际值跟踪环流参考值。因此，环流控制环的反馈控制使u_Cav在不受负荷侧电流的影响下跟踪它的参考值u_Cref,u_Cja为子模块电容电压。

$u_{\mathrm{Cav}}=\frac{1}{2N}\underset{j=1}{\overset{2N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{Cja}}---\left(7\right)$

2)电压均衡控制。该部分的作用是使桥臂上若干子模块的电容电压跟踪其参考值。控制结构如图6所示。

电压环采用比例调节器，控制子模块电容电压跟踪电容电压参考值，其输出为电容电压平衡控制调节量。以A相上桥臂为例，由于电容电压平衡控制是根据上、下桥臂电流方向来调节的，因此u_Bjaref的极性也就由i_a1和i_a2来决定。当u_Cref≥u_Cja，换流器应该从直流侧来获取能量为桥臂上的电容充电，如果i_a1>0，u_Bjaref为正值，这样就与i_a1合成正的功率流向换流器；如果i_a1<0，u_Bjaref就为负值，这样与i_a1合成为流向换流器方向的功率。相反，当u_Cref<u_Cja，换流器为直流侧提供能量，上桥臂的电容放电，如果i_a1>0，u_Bjaref为负值，它们合成的功率流向直流侧；当i_a1<0时，u_Bjaref为正值，它们合成的功率也是流向直流侧。

$u_{\mathrm{Bjaref}}=\left\{\begin{array}{cc}{K}_1(u_{\mathrm{Cref}}-u_{\mathrm{Cja}}),& i_{a1}>0\\ -K_1(u_{\mathrm{Cref}}-u_{\mathrm{Cja}}),& i_{a1}<0\end{array},(j=1,.....n)\right.---\left(8\right)$

根据上述原则，下桥臂电容电压调节量u_Bjaref为

$u_{\mathrm{Bjaref}}=\left\{\begin{array}{cc}{K}_1(u_{\mathrm{Cref}}-u_{\mathrm{Cja}}),& i_{a2}>0\\ -K_1(u_{\mathrm{Cref}}-u_{\mathrm{Cja}}),& i_{a2}<0\end{array},(j=1,.....n)\right.---\left(19\right)$

根据图3所示的等值电路，可得每个子模块电容电压的参考值：

$u_{\mathrm{Cjaref}}=-\frac{u_{\mathrm{ca}}}{N}+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2N}$ (上桥臂)    (10)

$u_{\mathrm{Cjaref}}=\frac{u_{\mathrm{ca}}}{N}+\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2N}$ (上桥臂)    (11)

由式(10)、(11)可知，本文中设定的每个子模块电容电压参考值不仅受换流器交流侧电压影响，而且也受实际直流侧电压变化的影响，因此，本专利提出环流抑制策略：

一种适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的MMC内部环流抑制器，如图8所示，所述抑制器采用陷波器提取出环流中的二倍频分量，再以比例谐振PR控制器对其进行跟踪补偿，并将补偿信号叠加在子模块参考电压中，从而达到限制环流的目的。

一种基于权利要求1所述的适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的MMC内部环流抑制方法，分为环流2次分量提取及理想PR控制器两个部分。首先，通过陷波器陷除环流中的二次成分，再将其与原环流做差，从而得到环流二次基本成分，即二次环流i_cir2；将此二次环流与参考值再做差，由于目的是对二次环流进行补偿，故参考值选取为0，将差值送入PR控制器进行跟踪处理，即可得到需要的参考电压补偿信号u_cc，本文中采用了一种准比例谐振(PR)控制器，其传递函数为：

$F_{\mathrm{PR}}\left(s\right)=K_p+\frac{2K_{r}s}{s^2+2w_{c}s+w_o^2}---\left(12\right)$

K_p为比例项系数，K_r为谐振项系数，w_o为谐振频率，w_c为截止角频率。最终可得

u_jacref＝u_Aaref+u_Bjaref+u_Cjaref+u_cc  (13)

如图7所示，每个子模块都有与之相对应的u_jaref，每个桥臂采用N个不同相位的三角载波与幅值为u_jaref的N个子模块调制波进行比较，生成相对独立的N组PWM调制信号，分别驱动上桥臂N个子模块的功率器件，决定它们是投入或是切除。将投入的各子模块输出电压叠加，得到MMC的桥臂PWM输出电压波形。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器，其特征在于：包括三个相单元和第一电压电容，所述三个相单元其中的两个相单元之间相互并联在一起后在与第一电压电容和另外的一个相单元并联在一起；所述相单元包括两个并联在一起的桥臂，所述桥臂包括电抗器和N个子模块，N大于等于1，且所述子模块、电抗器相互串联在一起；所述子模块包括直流储能电容和开关单元，所述开关单元包括第一、第二绝缘栅双极型晶体管，所述第一绝缘栅双极型晶体管与直流储能电容串联后，与第二绝缘栅双极型晶体管并联；还包括两个反并联的第一、第二二极管，所述第一二极管与第一绝缘栅双极型晶体管并联，所述第二二极管与第二绝缘栅双极型晶体管并联。

2.根据权利要求1所述的用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器，其特征在于：还包括安全开关，所述安全开关并联在子模块上，所述安全开关包括高速旁路开关和压接式封装晶闸管，所述高速旁路开关与压接式封装晶闸管相互并联。

3.一种基于权利要求1所述的适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的载波移相调制方法，其特征在于：对于N+1电平的三相模块化多电平换流器，每个桥臂包含N个级联的子模块，需要采用N组二电平的三角载波，三角载波相位依次错开2π/N角度；设桥臂参考电压为子模块I的参考电压为i＝1,2,···,N；各子模块参考电压均应等于桥臂参考电压，即N个子模块参考电压和N组载波相比较，产生N组PWM脉冲，分别控制N个子模块的上IGBT，取反并加入一定的死区时间后控制N个子模块的下IGBT，以避免各子模块发生直通后电容迅速放电；所述桥臂输出电压是由所有子模块的二电平PWM脉冲叠加而成。

4.根据权利要求3所述的适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的载波移相调制方法，其特征在于：在电容电压平衡的条件下，若想控制整个桥臂按照输出电压，只需满足桥臂内所有子模块的参考电压之和等于桥臂参考电压的N倍，即，

$\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{u}_i^{*}={\mathrm{Nu}}_{\mathrm{br}}^{*}.$

5.根据权利要求4所述的适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的载波移相调制方法，其特征在于：不改变整个桥臂输出电压的同时，在±10％范围内调整桥臂内部各子模块的参考电压。

6.一种基于权利要求1所述的适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的MMC内部环流抑制器，其特征在于：所述抑制器采用陷波器提取出环流中的二倍频分量，再以比例谐振PR控制器对其进行跟踪补偿，并将补偿信号叠加在子模块参考电压中，从而达到限制环流的目的。

7.一种基于权利要求1所述的适用于VSC-HVDC的三相模块化多电平换流器的MMC内部环流抑制方法，其特征在于：分为环流2次分量提取及理想PR控制器两个部分，首先，通过陷波器陷除环流中的二次成分，再将其与原环流做差，从而得到环流二次基本成分；将此二次环流与参考值再做差，然后将参考值选取为0，将差值送入PR控制器进行跟踪处理，即可得到需要的参考电压补偿信号。