CN106026153A - 一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，属于多电平电力电子变换器的控制技术领域。该方法是从电容伏安特性和等效开关函数角度出发，将桥臂能量均衡控制环节简化成双比例调节器后，推导得到了二次环流计算模型，同时综合考虑输出功率、桥臂能量均衡控制环节参数，采用基于最小二乘法优化的模拟退火法求解最优参数，从而建立了二次环流修正模型。该模型可以较为准确的计算二次环流幅值，为桥臂功率器件的选型以及二次环流的抑制提供了理论依据。

Description

一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法

技术领域

本发明涉及一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，属于电力电子技术领域。

背景技术

来自能源、环境的压力使得可再生能源发电得到了越来越多的应用。可再生能源发电具有间歇性和随机性的特点，研究表明，并网运行的可再生能源等间歇性电源对电网安全性、稳定性、电能质量等多方面造成冲击和影响。因此，不少国家制定了严格的间歇式电源并网相关标准，通过间歇式电源的自我调节，使并网功率波动等参数满足并网标准。但是，这样在限制了间歇式电源并网冲击性的同时，也降低了间歇式电源可用有功功率的利用率，限制了间歇式电源的灵活性，使其对电网可能提供的附加服务、支撑等优势和潜能受到削弱。采用储能系统与间歇式电源相配合，使间歇式电源的输出功率趋于平稳，降低对电网的冲击，是抑制间歇式电源发电功率间歇性和随机性的有效手段。

模块化多电平是目前储能电池向电网输送功率进行逆变并网的研究热点。模块化多电平换流器的桥臂电流主要包含直流分量、基频分量以及二倍频分量，其中直流分量和基频分量与输出功率有关，当输出功率确定时，直流分量和基频分量恒定，因此只能通过抑制二倍频分量来减少桥臂电流，降低功率器件的损耗。目前，针对二次环流的计算已有较多研究，但计算值不够准确，分析不够全面。针对上述现有问题，本发明提供了一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，该方法可以较为准确的计算二次环流幅值，为桥臂功率器件的选型以及二次环流的抑制提供了理论依据。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术中的不足，提供了一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，从电容伏安特性和等效开关函数角度出发，将桥臂能量均衡控制环节简化成双比例调节器后，推导得到的二次环流计算模型，解决了现有技术中二次环流计算准确度不高的技术问题。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，所述模块化多电平换流器为三相电路结构，每一相电路均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括N个结构相同的子模块，所述下桥臂包括N个结构相同的子模块，每个子模块为半桥拓扑结构包括两个IGBT，两个二极管以及一个电容器，模块化多电平换流器的二次环流抑制控制策略包括桥臂能量均衡控制环节和电容电压均压控制环节，其中能量均衡控制环节为电压外环和电流内环的双控环节，电压外环和电流内环均采用PI调节器，其特征是，所述二次环流定量计算方法包括以下步骤：

步骤一，将桥臂能量均衡控制环节的双PI调节器简化成双P调节器，则能量均衡控制环节的电压电流关系可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{zlx}^{*}=K_{V1}(U_C^{*}-U_{CAVx})\\ V_{1x}^{*}=K_{I1}(i_{zlx}^{*}-i_{zx})\end{array}\right.$

其中，K_V1为电压外环P调节器的比例系数，K_I1为电流内环P调节器的比例系数，U_C ^*为子模块电容电压的目标值，i_zlx ^*为桥臂环流的目标值，U_CAVx为x相所有子模块电容电压的平均值，i_zx为x相桥臂环流的实际值，V_1x是x相能量均衡控制环节的输出信号，x表示相别，可以取值为a、b、c；

步骤二，忽略电容电压均压控制环节的输出，建立桥臂等效开关函数；上、下桥臂等效开关函数可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{S}_{px}=\frac{1}{2}-\frac{U_s}{U_{dc}}cos(w_{s}t+{\mathrm{\θ}}_x)-\frac{V_{1x}^{*}}{U_{dc}}\\ S_{nx}=\frac{1}{2}+\frac{U_s}{U_{dc}}cos(w_{s}t+{\mathrm{\θ}}_x)-\frac{V_{1x}^{*}}{U_{dc}}\end{array}\right.$

其中，U_dc为直流母线电压，U_s为输出电压幅值，I_s为输出电流幅值，w_s为输出电压的工作频率，θ_x为输出电压相角，为电流滞后电压的相角，S_px为上桥臂开关的状态，等于上桥臂的参考电压信号除以U_dc/N，S_nx为下桥臂开关的状态，等于下桥臂的参考电压信号除以U_dc/N；

步骤三，忽略模块化多电平换流器环流中二倍频以上分量，建立桥臂电流表达式；

其中，I_d为直流母线侧直流电流，I_z为环流的二次谐波分量幅值，为x相环流的二次谐波分量相角，i_px为x相上桥臂电流，i_nx为x相下桥臂电流；

步骤四，根据电容伏安特性，结合等效开关函数，得到模块化多电平换流器的子模块电容电压表达式；x相子模块电容电压波动表达式可以表示为：

其中，U_Cpx为上桥臂电压，U_Cnx为下桥臂电压，C为桥臂中电容值；

步骤五，根据子模块电容电压和等效开关函数，得到模块化多电平换流器的桥臂总电压：

步骤六，根据模块化多电平换流器上、下桥臂总电压与桥臂电感压降之和为直流母线侧电容电压，计算得到二次环流幅值；

上、下桥臂总电压与桥臂电感压降之和为直流母线侧电容电压，则上、下桥臂总压的二次分量与二次环流作用在两个桥臂电感上的压降相等，可以表示成：

求解上面的表达式，可以得到二次环流的幅值和相角：

b、c相二次环流的相角分别超前的度数为120、240；

步骤七，由二次环流幅值表达式可得其与输出功率和双比例P调节器的系数关系，建立二次环流幅值的修正模型；

设I_z ¹表示二次环流修正值，I_z ⁰表示二次环流计算值，则二次环流幅值修正模型可以表示为：

$I_z^1=I_z^0+I_z(K_{V1},K_{I1},I_s,k_1,k_2,k_3,k_4,k_5)=I_z^0+k_1{K}_{V1}^{k_2}{K}_{I1}^{k_3}{\left(\frac{I_s}{k_4}\right)}^{k_5}$

其中，k₁表示二次环流修正系数，k₂表示二次环流与K_V1的相关系数，k₃表示二次环流与K_I1的相关系数，k₄、k₅表示二次环流与功率的相关系数；

步骤八，采用基于最小二乘法优化的模拟退火法求解二次环流幅值的修正模型的最优参数：利用二次环流实际值I_z ^*、输出电流幅值I_s以及两个比例P调节器系数(K_V1，K_I1)，采用基于最小二乘法优化的模拟退火法求解最优参数k₁、k₂、k₃、k₄和k₅：

$I_z(k_1,k_2,k_3,k_4,k_5)=min{(I_z^{*}-I_z^1)}^2$

得到最优参数k₁、k₂、k₃、k₄和k₅后，即可得到二次环流幅值修正模型。

与现有技术相比，本发明所达到的有益效果是：本发明该方法是从电容伏安特性和等效开关函数角度出发，将桥臂能量均衡控制环节简化成双比例调节器后，推导得到的二次环流计算模型。该方法可以较为准确的计算二次环流幅值，为桥臂功率器件的选型以及二次环流的抑制提供了理论依据。

附图说明

图1是本发明方法中模块化多电平换流器的拓扑结构图。

图2是本发明方法中桥臂能量均衡控制环节控制原理。

图3是本发明方法中电容电压均压控制环节控制原理。

图4是本发明实施例中当K_V1＝0.8，K_I1＝15时二次环流的计算值、修正值和仿真值的关系图。

图5是本发明实施例中当K_V1＝0.6，K_I1＝20时二次环流的计算值、修正值和仿真值的关系图。

图6是本发明实施例中当K_V1＝0.6，K_I1＝15时二次环流的计算值、修正值和仿真值的关系图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1所示模块化多电平换流器的拓扑结构图，模块化多电平换流器为三相电路结构，图中a，b和c表示模块化多电平变换器的三相交流进线端，U_dc表示直流母线电容电压，每一相电路均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括串联的N个结构相同的子模块，所述下桥臂包括串联的N个结构相同的子模块，图中SM表示子模块(submodule,SM)，每个子模块为半桥拓扑结构，包括两个IGBT，两个二极管以及一个电容器。

模块化多电平换流器的控制策略包括桥臂能量均衡控制环节和电容电压均压控制环节，其中能量均衡控制环节为电压外环和电流内环的双控环节，电压外环和电流内环均采用PI调节器，该控制环节主要目的是为了保证三相桥臂均分总能量，使得各相桥臂直流总压相同，控制原理如图2所示，图中U_C ^*是单个MMC模块电容电压目标值，U_CAVx是MMC的x相所有子模块电容电压平均值，i_px是上桥臂电流，i_nx是下桥臂电流，V_1x是x相能量均衡控制环节的输出信号；电容电压均压控制环节的主要目的是通过重新分配桥臂中子模块的能量，使得子模块电容电压维持恒定，控制原理如图3所示，图中U_Cxi是MMC的x相第i个模块的电容电压实际值，V_2xi是x相第i个模块电容均压控制环节的输出信号。其中x表示相别，可以取值为a、b、c。

本发明的一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，包括以下步骤：

步骤一，将桥臂能量均衡控制环节的双PI调节器简化成双P调节器；

将电压外环和电流内环采用的PI调节器均简化成P调节器，设模块化多电平换流器的桥臂能量均衡控制环节电压外环P调节器的比例系数为K_V1，电流内环P调节器的比例系数为K_I1，子模块电容电压的目标值为U_C ^*，桥臂环流的目标值为i_zlx ^*，x相所有子模块电容电压的平均值为U_CAVx，x相桥臂环流的实际值为i_zx，V_1x是x相能量均衡控制环节的输出信号，x表示相别，可以取值为a、b、c。将模块化多电平换流器的桥臂能量均衡控制环节的双比例、积分PI调节器简化为双比例P调节器后，控制环节的电压电流关系可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{zlx}^{*}=K_{V1}(U_C^{*}-U_{CAVx})\\ V_{1x}^{*}=K_{I1}(i_{zlx}^{*}-i_{zx})\end{array}\right.$

步骤二，忽略电容电压均压控制环节的输出，建立桥臂等效开关函数；

设模块化多电平换流器的直流母线电压为U_dc，输出电压幅值为U_s，输出电流幅值为I_s，输出电压的工作频率为w_s，输出电压相角为θ_x，电流滞后电压的相角为上桥臂开关的状态为S_px，等于上桥臂的参考电压信号除以U_dc/N，下桥臂开关的状态为S_nx，等于下桥臂的参考电压信号除以U_dc/N。根据模块化多电平换流器的控制原理，忽略掉电容电压均压控制环节后，上、下桥臂等效开关函数可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{S}_{px}=\frac{1}{2}-\frac{U_s}{U_{dc}}cos(w_{s}t+{\mathrm{\θ}}_x)-\frac{V_{1x}^{*}}{U_{dc}}\\ S_{nx}=\frac{1}{2}+\frac{U_s}{U_{dc}}cos(w_{s}t+{\mathrm{\θ}}_x)-\frac{V_{1x}^{*}}{U_{dc}}\end{array}\right.$

步骤三，忽略模块化多电平换流器环流中二倍频以上分量，建立桥臂电流表达式；

设模块化多电平换流器直流母线侧直流电流为I_d，环流的二次谐波分量幅值为I_z，x相环流的二次谐波分量相角为x相上桥臂电流是i_px，x相下桥臂电流是i_nx，忽略掉桥臂电流二倍频以上的分量后，上、下桥臂电流可以表示为：

步骤四，根据电容伏安特性，结合等效开关函数，得到模块化多电平换流器的子模块电容电压表达式；

考虑到子模块电容电压的波动主要与电容电压均压控制环节有关，而与桥臂能量均衡控制环节无关，故在求解子模块电容电压的波动表达式时，忽略掉桥臂能量均衡控制环节的输出后，根据电容伏安特性，结合等效开关函数，三相子模块电容电压波动计算方式相同，上桥臂电压为U_Cpx，下桥臂电压为U_Cnx，桥臂中电容值为C，x相子模块电容电压波动表达式可以表示为：

步骤五，根据子模块电容电压和等效开关函数，得到模块化多电平换流器的桥臂总电压；

将x相子模块电容电压表达式代入桥臂能量均衡控制的电压外环可得：

将i_zlx ^*信号代入电流内环，计算可得桥臂能量均衡控制环节的输出信号：

根据等效开关函数和子模块电容电压表达式，可以得到上、下桥臂总电压：

其中，U_pnx为x相上、下桥臂总电压；

步骤六，根据模块化多电平换流器上、下桥臂总电压与桥臂电感压降之和为直流母线侧电容电压，计算得到二次环流幅值；

上、下桥臂总电压与桥臂电感压降之和为直流母线侧电容电压，则上、下桥臂总压的二次分量与二次环流作用在两个桥臂电感上的压降相等，可以表示成：

求解上面的表达式，可以得到二次环流的幅值和相角：

b、c相二次环流的相角分别超前的度数为120、240。

步骤七，由二次环流幅值表达式可得其与输出功率以及两个比例P调节器的系数关系，建立二次环流幅值的修正模型；

根据上面二次环流幅值、相角的表达式可以得出结论：二次环流幅值、相角不仅与输出功率(U_s，I_s，U_dc，I_d，)、子模块数量N、桥臂电感L_s以及输出电压频率w_s有关，而且在一定程度上还与桥臂能量均衡控制环节的两个比例P调节器系数(K_V1，K_I1)有关。为了简化分析，本发明主要研究二次环流幅值修正值与输出功率以及两个比例P调节器系数(K_V1，K_I1)的关系，考虑到二次环流幅值随K_V1、I_s的增加而增加，随K_I1的增加而减少，设I_z ¹表示二次环流修正值，I_z ⁰表示二次环流计算值为上一步中二次环流幅值；则二次环流幅值修正模型可以表示为：

$I_z^1=I_z^0+I_z(K_{V1},K_{I1},I_s,k_1,k_2,k_3,k_4,k_5)=I_z^0+k_1{K}_{V1}^{k_2}{K}_{I1}^{k_3}{\left(\frac{I_s}{k_4}\right)}^{k_5}$

式中，k₁表示二次环流修正系数，k₂表示二次环流与K_V1的相关系数，k₃表示二次环流与K_I1的相关系数，k₄、k₅表示二次环流与功率的相关系数。

步骤八，采用基于最小二乘法优化的模拟退火法求解二次环流幅值的修正模型的最优参数。

利用二次环流实际值I_z ^*、输出电流幅值I_s以及两个比例P调节器系数(K_V1，K_I1)，采用基于最小二乘法优化的模拟退火法求解最优参数k₁、k₂、k₃、k₄和k₅：

$I_z(k_1,k_2,k_3,k_4,k_5)=min{(I_z^{*}-I_z^1)}^2$

得到最优参数k₁、k₂、k₃、k₄和k₅后，即可得到二次环流幅值修正模型。

图4是本发明二次环流的计算值、修正值和仿真值(K_V1＝0.8，K_I1＝15)，图5是本发明二次环流的计算值、修正值和仿真值(K_V1＝0.6，K_I1＝20)，图6是本发明二次环流的计算值、修正值和仿真值(K_V1＝0.6，K_I1＝20)，图中计算值为步骤六中关于二次环流的计算结果，修正值为步骤七中关于二次环流的计算结果，仿真值为二次环流的仿真结果。

为了更加直观的分析结果，绘制了表1、2和3。显然由于推导过程做出了诸多假设使得二次环流计算值小于仿真值，这是正常的；而二次环流仿真值曲线与修正值曲线几乎完全重合，表明修正效果很好，可以利用修正值来代替仿真值作为二次环流的理论值，从而验证了本发明所提供的二次环流定量计算方法的正确性。

表1二次环流的计算值、修正值和仿真值(K_V1＝0.8，K_I1＝15)

表2二次环流的计算值、修正值和仿真值(K_V1＝0.6，K_I1＝20)

电流幅值	100	200	300	400	500
						仿真值	3.74	7.54	11.74	15.78	19.79
计算值	3.56	7.12	10.68	14.23	17.79
						修正值	3.81	7.75	11.74	15.79	19.87

表3二次环流的计算值、修正值和仿真值(K_V1＝0.6，K_I1＝15)

电流幅值	100	200	300	400	500
						仿真值	4.10	8.34	12.99	17.47	21.94
计算值	3.90	7.80	11.69	15.59	19.49
						修正值	4.20	8.54	12.96	17.43	21.95

本发明提供了一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法。该方法是从电容伏安特性和等效开关函数角度出发，将桥臂能量均衡控制环节简化成双比例调节器后，推导得到的二次环流计算模型。该方法可以较为准确的计算二次环流幅值，为桥臂功率器件的选型以及二次环流的抑制提供了理论依据。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，所述模块化多电平换流器为三相电路结构，每一相电路均包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂包括N个结构相同的子模块，所述下桥臂包括N个结构相同的子模块，每个子模块为半桥拓扑结构包括两个IGBT，两个二极管以及一个电容器，模块化多电平换流器的二次环流抑制控制策略包括桥臂能量均衡控制环节和电容电压均压控制环节，其中能量均衡控制环节为电压外环和电流内环的双控环节，电压外环和电流内环均采用PI调节器，其特征是，所述二次环流定量计算方法包括以下步骤：

步骤一，将桥臂能量均衡控制环节的双PI调节器简化成双P调节器；

步骤二，忽略电容电压均压控制环节的输出，建立桥臂等效开关函数；

步骤三，忽略模块化多电平换流器环流中二倍频以上分量，建立桥臂电流表达式；

步骤四，根据电容伏安特性，结合等效开关函数，得到模块化多电平换流器的子模块电容电压；

步骤五，根据子模块电容电压和等效开关函数，得到模块化多电平换流器的桥臂总电压；

步骤六，根据模块化多电平换流器上、下桥臂总电压与桥臂电感压降之和为直流母线侧电容电压，计算得到二次环流幅值；

步骤七，由二次环流幅值表达式可得其与输出功率和双比例P调节器的系数关系，建立二次环流幅值的修正模型；

步骤八，采用基于最小二乘法优化的模拟退火法求解二次环流幅值的修正模型的最优参数。

2.根据权利要求1所述的储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，其特征是，步骤一中，能量均衡控制环节的电压电流关系可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{zlx}^{*}=K_{V1}(U_C^{*}-U_{CAVx})\\ V_{1x}^{*}=K_{I1}(i_{zlx}^{*}-i_{zx})\end{array}\right.$

其中，K_V1为电压外环P调节器的比例系数，K_I1为电流内环P调节器的比例系数，U_C ^*为子模块电容电压的目标值，i_zlx ^*为桥臂环流的目标值，U_CAVx为x相所有子模块电容电压的平均值，i_zx为x相桥臂环流的实际值，V_1x是x相能量均衡控制环节的输出信号，x表示相别，可以取值为a、b、c。

3.根据权利要求2所述的储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，其特征是，步骤二中，上、下桥臂等效开关函数可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{S}_{px}=\frac{1}{2}-\frac{U_s}{U_{dc}}\cos (w_{s}t+{\mathrm{\θ}}_x)-\frac{V_{1x}^{*}}{U_{dc}}\\ S_{nx}=\frac{1}{2}+\frac{U_s}{U_{dc}}\cos (w_{s}t+{\mathrm{\θ}}_x)-\frac{V_{1x}^{*}}{U_{dc}}\end{array}\right.$

其中，U_dc为直流母线电压，U_s为输出电压幅值，I_s为输出电流幅值，w_s为输出电压的工作频率，θ_x为输出电压相角，为电流滞后电压的相角，上桥臂开关的状态为S_px，等于上桥臂的参考电压信号除以U_dc/N，下桥臂开关的状态为S_nx，等于下桥臂的参考电压信号除以U_dc/N。

4.根据权利要求3所述的储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，其特征是，步骤三中，桥臂电流表达式为；

其中，I_d为直流母线侧直流电流，I_z为环流的二次谐波分量幅值，为x相环流的二次谐波分量相角，i_px为x相上桥臂电流，i_nx为x相下桥臂电流。

5.根据权利要求4所述的储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，其特征是，步骤四中，x相子模块电容电压波动表达式可以表示为：

其中，U_Cpx为x相上桥臂电压，U_Cnx为x相下桥臂电压，C为桥臂中电容器值。

6.根据权利要求5所述的储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，其特征是，步骤五中，桥臂总电压表达式为：

其中，U_pnx为x相上、下桥臂总电压。

7.根据权利要求6所述的储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，其特征是，步骤六中，计算得到二次环流幅值的过程为；

上、下桥臂总电压与桥臂电感压降之和为直流母线侧电容电压，则上、下桥臂总压的二次分量与二次环流作用在两个桥臂电感上的压降相等，可以表示成：

求解上面的表达式，可以得到二次环流的幅值和相角：

b、c相二次环流的相角分别超前的度数为120、240。

8.根据权利要求7所述的储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，其特征是，步骤七中，二次环流幅值的修正模型；

设I_z ¹表示二次环流修正值，I_z ⁰表示二次环流计算值，则二次环流幅值修正模型可以表示为：

$I_z^1=I_z^0+I_z(K_{V1},K_{I1},I_s,k_1,k_2,k_3,k_4,k_5)=I_z^0+k_1{K}_{V1}^{k_2}{K}_{I1}^{k_3}{\left(\frac{I_s}{k_4}\right)}^{k_5}$

其中，k₁表示二次环流修正系数，k₂表示二次环流与K_V1的相关系数，k₃表示二次环流与K_I1的相关系数，k₄、k₅表示二次环流与功率的相关系数。

9.根据权利要求8所述的储能电池中模块化多电平换流器二次环流定量计算方法，其特征是，步骤八中，最优参数的求解过程为：利用二次环流实际值I_z ^*、输出电流幅值I_s以及两个比例P调节器系数(K_V1，K_I1)，采用基于最小二乘法优化的模拟退火法求解最优参数k₁、k₂、k₃、k₄和k₅：

$I_z(k_1,k_2,k_3,k_4,k_5)=min{(I_z^{*}-I_z^1)}^2$

得到最优参数k₁、k₂、k₃、k₄和k₅后，即可得到二次环流幅值修正模型。