CN107482630A - 一种用于改善mmc‑upfc串联侧补偿电压电能质量的混合调制策略 - Google Patents

一种用于改善mmc‑upfc串联侧补偿电压电能质量的混合调制策略 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种用于改善MMC‑UPFC串联侧补偿电压电能质量的混合调制策略及其平滑切换，在最近电平逼近NLM调制和引入虚拟循环映射的载波层叠CD‑SPWM‑VLM调制的基础上，提出了混合调制策略，结合南京UPFC实际工程参数，分析了电网电压谐波含量与逆变器调制比之间的关系，由此确定了混合调制策略的控制阈值以尽可能实现平滑切换，首先，读取并计算串联侧补偿电压三周期的平均调制比m，当m大于0.5时采用NLM，反之则采用CD‑SPWM‑VLM。在运行过程中，当检测到大于等于0.6时，采用NLM；当小于等于0.4时，采用CD‑SPWM‑VLM，该策略在很好地改善MMC输出串联补偿电压谐波特性的同时，又不致产生过多的器件开关损耗，在UPFC工程仿真模型中验证了该控制策略的有效性。

Description

一种用于改善MMC-UPFC串联侧补偿电压电能质量的混合调制 策略
技术领域
本发明涉及提高电网MMC-UPFC串联补偿电压电能质量的混合调制策略。该方法基于最近电平逼近与引入虚拟循环映射的载波层叠调制，属于UPFC电能质量改善研究技术领域。
背景技术
统一潮流控制器(UPFC)是目前综合功能最为强大的柔性交流输电系统(FACTS)装置。1992年，UPFC作为一种完善的装置概念被提出，迄今为止，UPFC领域从理论研究到建模分析，再到工程应用，都取得了一系列的丰硕成果。集电压调控、阻抗补偿、相角调节及潮流控制等功能于一体，UPFC对提高电力系统的稳定性有着重要作用。
模块化多电平换流器(MMC)代表着第三代直流输电技术的发展方向。相对于两电平和三电平换流器等拓扑结构，MMC具有制造难度低、开关损耗小、波形质量高、可扩展性强等优势。鉴于MMC在柔性直流输电领域的研究基础和工程经验，越来越多的研究已将其推广至柔性交流输电领域，典型之一便是UPFC工程领域。将MMC技术应用于UPFC工程，是UPFC技术应用的跨越式发展。
在MMC-UPFC中，控制系统根据有功、无功及电压等设定值及实际测量值决定串联补偿电压Vpq，调制比m表示Vpq的峰值与1/2的UPFC直流侧电压之比。当系统所需串联补偿电压较低，调制比m较小时，MMC逆变输出电压包含的电平数较少，将引入较多的谐波成分，从而影响电压质量。
针对该问题的已有研究较少，有文献提出一种直流降压法，当串联补偿电压一定时，通过降低直流侧电压，同时配合并联变压器分接头的调整，使得交流侧输出的阶梯波电平数增多，可以在一定程度上减少谐波含量。该方法理论上可行，但在实际工程中，若直流侧电压降低过多，则可能导致并联侧无功补偿不足，增大线路电压损耗，该方法的调节能力十分有限。还有文献提出可以通过改变线路的无功功率以提高串联侧MMC的调制比，但由此方案得到的控制策略将更加复杂。有研究提出将特定谐波消去调制技术(SHEPWM)和空间矢量脉宽调制(SVPWM)应用于UPFC的逆变器控制中，能够减小输出电压畸变率，提高直流电压利用率，但这两种调制方法在MMC领域仍需进一步的理论研究和工程实践。
因此，研究并改善UPFC串联侧输出电压的谐波特性，对保证电力系统电压质量具有重要的意义。
发明内容
发明目的：改善在低调制比下MMC-UPFC补偿电压的谐波含量，提高电压电能质量。
本发明的技术方案是：以最近电平逼近(NLM)与引入虚拟循环映射的载波层叠正弦脉宽调制(CD-SPWM-VLM)为基础，在分析其谐波特性的基础上提出了一种新型的混合调制策略及其其平滑切换。具体包括以下步骤：
(1)结合实际工程参数，分别建立了最近电平逼近调制方法和引入虚拟循环映射的载波层叠调制方法下，电网电压谐波含量与换流器调制比的定量关系。
(2)以电压谐波含量与换流器调制比的定量关系为基础确定混合调制策略中的切换阈值，以实现平滑切换。
所述步骤(2)具体包括：
(1)读取控制系统计算出的串联侧补偿电压，并计算出三周期的平均调制比；
(2)当平均调制比大于0.5时采用NLM调制方式，反之则采用CD-SPWM-VLM调制方式；
(3)在运行过程中，当检测到三周期平均调制比大于等于0.6时，调制方式由CD-SPWM-VLM切换至NLM；
(4)当检测到三周期平均调制比小于等于0.4时，调制方式则由NLM切换至CD-SPWM-VLM。
通过读取控制系统计算出的串联侧补偿电压，计算出三周期的平均调制比。最初，当平均调制比大于0.5时采用NLM调制方式，反之则采用CD-SPWM-VLM调制方式。在运行过程中，当检测到三周期平均调制比大于等于0.6时，调制方式由CD-SPWM-VLM切换至NLM；当检测到三周期平均调制比小于等于0.4时，调制方式则由NLM切换至CD-SPWM-VLM。
本发明的有益效果是：
本发明所述的一种新型的混合调制策略及其其平滑切换方法，很好地改善MMC输出串联补偿电压谐波特性，保证电压质量的同时，又不致产生过多的器件开关损耗。
附图说明
图1为模块化多电平换流器拓扑结构；
图2为南京西环网UPFC拓扑结构；
图3为最近电平逼近调制原理图；
图4为载波层叠调制原理图；
图5为NLM调制下MMC输出电压及其谐波分布图(低调制比)；
图6为NLM调制下MMC输出电压及其谐波分布图(高调制比)；
图7为CD-SPWM-VLM调制下MMC输出电压及其谐波分布图(低调制比)；
图8为CD-SPWM-VLM调制下MMC输出电压及其谐波分布图(高调制比)；
图9为两种调制方式下系统电压总谐波畸变率随调制比变化图；
图10为混合调制策略的实现流程图；
图11为NLM切换至CD-SPWM-VLM时MMC输出电压及系统电流波形；
图12为CD-SPWM-VLM切换至NLM时MMC输出电压及系统电流波形；
图13为单一NLM调制策略下的系统电压谐波分布图；
图14为混合调制策略下的系统电压谐波分布图。
具体实施方式
以下结合附图和实施例对本发明作进一步说明。
图1是模块化多电平换流器拓扑结构图，MMC采用子模块(SM)级联的方式，单个子模块通常采用半个H桥结构。每个桥臂由N个子模块和一个串联电抗器L0组成，一个相单元由上下两个桥臂组成。P、N是直流母线。
图2是南京西环网UPFC工程拓扑结构，该UPFC工程采用三组背靠背连接的MMC换流器，三组均可串联或并联接入系统，互为备用。工程运行模式包括双回线UPFC、单回线UPFC、双回线SSSC、单回线SSSC及并联侧STATCOM模式。其工程主要参数如表1所示。
表1
图3为最近电平逼近调制原理图。通过控制MMC一个相单元内上下桥臂子模块的对称互补投入，使得交流侧输出最接近的电平瞬时逼近调制波。当调制波瞬时值不断升高时，该相单元的下桥臂需要投入更多的子模块，而上桥臂则相应地减少投入的子模块数。
上、下桥臂需要投入的子模块数nup、ndown的实时表达式为：
式中，N表示上桥臂或下桥臂含有的子模块数，us表示调制波的瞬时值，UC表示子模块电容电压。[x]表示取整函数。
理论上，NLM调制技术能够将输出的交流电压与正弦调制波的误差控制在(±UC/2)以内。
该调制方式的缺点在于各个子模块的开关频率不固定，损耗不均衡，且当输出电平数较少时，存在控制精度低，谐波含量大的缺点。
图4为载波层叠调制原理图。通过N条在垂直空间平均分布的幅值、频率相同的三角载波与调制波相比较，从而产生N个子模块的触发信号。常用的PWM调制方法还有载波移相正弦脉宽调制法(CPS-SPWM)。CPS-SPWM调制在MMC中的应用研究已较为深入，但由于每个子模块的调制波必须由不同的PI调节器生成，控制难度将随着电平数的增加逐渐加大，同时可能因为电容电压平衡补偿时，参数选择不当而导致系统失稳。相比较之下，CD-SPWM具有原理简单、方便拓展的优点，且通过虚拟循环映射(VLM)的方法可以很好地实现子模块电容电压的均衡控制。
同时，在引入VLM的改进载波层叠调制方式(CD-SPWM-VLM)下，MMC子模块的等效开关频率fe将大大降低，其计算式为：
式中，fs为载波频率。该改进调制策略很大程度地减少了PWM调制方式下的高开关损耗，在MMC实际运行中有着重要的意义。
图5和图6分别为m＝0.9和m＝0.2下采用NLM调制方法时MMC输出电压及其谐波分布图。由图5(a)可以看出，在m较大时，MMC输出交流电压的电平数较多，由图5(b)可以看出，电压包含谐波含量较少，NLM调制已经能够达到很好的输出特性。在图6(a)中，MMC输出交流电压的电平数少，由图5(b)可以看出，在低调制比下得到的电压中谐波含量很高。
图7中(a)和(b)分别为m＝0.9时采用CD-SPWM-VLM调制方法时MMC输出电压及其谐波分布图。图8为m＝0.2时，MMC输出电压及其谐波分布图。从图7(b)及图8(b)中可以看出，输出电压中包含的低次谐波含量较少，谐波主要集中在载波频率附近。
这种调制方法较好地改善了调制比较小时输出电压的低次谐波，虽然引入了以载波频率为主的高次谐波分量，但便于滤除。图9为两种调制方式下系统电压总谐波畸变率随调制比变化图。在南京220kVUPFC工程中，桥臂串联子模块数量较少，低调制比下，电平数较少，CD-SPWM-VLM调制方式在很好地改善谐波特性的同时也不至产生过多的开关损耗，较NLM调制方式来说，更加具有优势。
综上考虑，本发明所提出的基于NLM与CD-SPWM-VLM调制方式的混合调制策略，致力于改善MMC输出串联补偿电压的谐波特性，在保证电压质量的同时尽可能减小器件开关损耗。
图10为混合调制策略的实现流程图；当采用混合调制策略时，两种调制方式间的切换首先应满足平滑切换，避免在切换过程中产生较大的电网冲击电流，造成不利影响。其次，应满足尽可能快速地进行切换，使得混合调制策略能够更好地发挥其作用。
在仿真模型中，将系统的调制比由0.6降至0.4，则调制方式由NLM向CD-SPWM-VLM切换，MMC输出电压如图11所示，系统电流波形如图12所示。从图11可以看出，控制系统能够在三个周期内准确地对调制比的变化进行判断，并快速地切换调制方式。由系统电流波形图12可以看出，调制方式切换前后电流幅值基本不变，切换点处也没有产生电流过冲的现象，切换过程较为平滑。
选取当调制比从0.6降至0.4时的系统电压波形图，分析当调制比发生改变(即0.1s)后的谐波特性，其中，图13表示采用单一NLM调制方式时补偿电压的谐波分布，图14表示混合调制策略下补偿电压的谐波分布。
可以看出，系统电压谐波含量已经达到一个较低的水平，电压波形的总畸变率由0.7％下降到0.04％。仿真结果验证了所提出的混合调制策略在改善谐波特性上的有效性。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种用于改善MMC-UPFC串联侧补偿电压电能质量的混合调制策略，其特征在于：利用混合调制策略来改善电压质量，具体包括以下步骤：
（1）结合实际工程参数，分别建立了最近电平逼近调制方法和引入虚拟循环映射的载波层叠调制方法下，电网电压谐波含量与逆变器调制比的定量关系；
（2）以电压谐波含量与逆变器调制比的定量关系为基础确定混合调制策略中的切换阈值，以实现平滑切换。
2.根据权利要求1中所述的用于改善MMC-UPFC串联侧补偿电压电能质量的混合调制策略，其特征在于：所述步骤（2）具体包括：
（1）读取控制系统计算出的串联侧补偿电压，并计算出三周期的平均调制比；
（2）当平均调制比大于0.5时采用NLM调制方式，反之则采用CD-SPWM-VLM调制方式；
（3）在运行过程中，当检测到三周期平均调制比大于等于0.6时，调制方式由CD-SPWM-VLM切换至NLM；
（4）当检测到三周期平均调制比小于等于0.4时，调制方式则由NLM切换至CD-SPWM-VLM。
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