CN112087158B - 一种模块化多电平变换器的开环环流抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电能变换领域，公开了一种模块化多电平变换器的开环环流抑制方法，每相独立控制，无需进行坐标变换计算以及相间解耦，通过前馈的方式，利用输出电流的控制目标以及电路参数，通过平均模型计算出目标二次谐波补偿量。在桥臂输出电压的参考调制波形中加入该二次谐波补偿量，从而有效地抑制模块化多电平变换器运行过程中产生的环流；无需闭环控制器，且无需检测电路中的环流成分，显著降低了对电路硬件的要求，能方便地应用到实际装置中。

Description

一种模块化多电平变换器的开环环流抑制方法

本发明属于电能变换领域，具体为一种模块化多电平变换器的环流抑制方法。

背景技术

2002年，德国学者Lesnicar和R.Marquardt提出了一种新型的多电平变换器拓扑——模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter,MMC)，其拓扑结构如图1所示。MMC具备高度的模块化结构以及公共的直流母线，桥臂电感与一系列结构相同的子模块串联形成一个换流桥臂，每个开关器件所承受的电压应力仅来自于子模块电容，从而其通过子模块数量的增加扩展到很高的电压等级。同时，其可输出的电平数随着子模块数量的增加而增加，使得其能在较低的开关频率下获得很高的输出波形质量，具有很高的转换效率。凭借上述诸多优势，MMC被广泛应用于中高压大功率电能变换领域。

MMC稳定工作时，通过合理控制各子模块的投切在交流侧合成多电平波形来完成直流侧与交流侧的能量转换。子模块的投切将不可避免地使子模块电容周期性充放电，给子模块电容电压带来波动，而该波动的存在使得在一个相单元内的上桥臂和下桥臂整体输出电压之和不能时刻等于母线电压，从而产生环流。环流会增大器件的电流应力并带来额外的损耗，同时，加剧子模块的电容电压波动，影响输出波形质量。

公开号为CN101854061A的中国专利《一种三相模块化多电平换流器环流抑制方法》提出一种利用二倍基频的负序旋转坐标变换对所检测的桥臂电流信号进行dq 分解，再通过比例积分控制器得到控制信号注入参考输出波形中的环流抑制方法。

文献“一种适用于模块化多电平换流器的新型环流控制器”(阎发友，《电力系统自动化》2014年第1期104-108页)提出了一种基于比例-积分-谐振(PIR)控制器的环流抑制方法，该方法无需坐标变换和相间解耦，可在交流电网不对称的情况下实现环流抑制。目前针对MMC的环流抑制方法的研究大都基于闭环的控制策略，在实际实现中相对复杂，同时对于硬件电路间的通信可靠性及检测信号精度的依赖较大。

发明内容

考虑到现有MMC环流抑制方法存在的在背景技术中所提到的问题，本发明提供了一种模块化多电平变换器开环环流抑制方法，避免使用闭环控制器同时有效地抑制模块化多电平变换器运行过程中产生的环流。

一种模块化多电平变换器开环环流抑制方法，包括以下步骤：

第一步，在一个相单元内的输出电流的二次谐波补偿量的幅值及相角的建立；

第二步，将二次谐波补偿量的幅值及相角叠加至初始设定参数下的输出电流的波形中，形成新的设定输出电流，根据新的设定输出电流，进行调节对应的相单元内的上桥臂和下桥臂整体的输出电压，使得在一个相单元内的上桥臂和下桥臂整体输出电压之和时刻等于母线电压。

进一步地，所述在一个相单元内的输出电流的二次谐波补偿量的幅值及相角通过以下步骤建立：

列出直流侧与上桥臂和下桥臂整体和桥臂电感间的基尔霍夫电压方程：

式(1)中，m_p和m_n分别为上桥臂和下桥臂的参考调制波形，设所述二次谐波补偿量为m₂为：

则m_p和m_n表示为：

设交流侧电压u_o表示为：

则式(3)中，调制度

的值表示为：

式(1)中，i_p和i_n分别为上桥臂和下桥臂的桥臂电流，稳态时，可假定二倍频分量已被良好抑制，且在输出电流控制策略的有效控制下，基频分量可由控制策略的目标值确定。忽略高频分量，桥臂电流近似为：

式(6)中，i_p为直流分量，

为桥臂电流基频分量的幅值，其值为输出电流幅值的一半，

为功率因数角。

式(1)中，u_{p_ave}和u_{n_ave}分别为上桥臂和下桥臂的电容电压平均值，其值为：

式(7)中，U_sm为子模块电压。

把式(3)、式(6)和式(7)代入式(1)并展开，保留其中二倍频的成分，得到下列方程：

忽略式(8)中较小的量，只保留前三项，整理并写成相量形式，可得：

式(9)中，未知量仅有二次谐波补偿量的幅值

以及相角θ₂，令式(9)的实部和虚部分别为0，可得方程组：

解式(10)，可得到所述二次谐波补偿量的幅值及相角分别为：

本发明的有益效果：本发明有效地抑制模块化多电平变换器运行过程中产生的环流，同时无需闭环控制器，且无需检测电路中的环流成分，降低了对电路硬件的要求，能方便地应用到实际装置中。

附图说明

图1为模块化多电平变换器的拓扑结构；

图2为模块化多电平变换器的单相等效电路；

图3为仿真系统控制框图；

图4为上桥臂电流仿真波形；

图5为下桥臂电流仿真波形；

图6为输出电流仿真波形；

图7为环流仿真波形；

图8为子模块电压仿真波形。

具体实施方式

下面将结合本公开实施例中的附图，对本公开实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本公开保护的范围。

在一些公开中，模块化多电平变换器的拓扑，如图1所示，每一个相单元由上下两个桥臂组成，每个桥臂包含N个串联的子模块以及桥臂电感，典型的子模块形式为半桥电路与电容并联。通过半桥电路控制各子模块的导通与切除，可使每相输出多电平的电压波形，从而实现直流电到交流电的变换。

一种模块化多电平变换器开环环流抑制方法，包括以下步骤：

第一步，在一个相单元内的输出电流的二次谐波补偿量的幅值及相角的建立；

第二步，将二次谐波补偿量的幅值及相角叠加至初始设定参数下的输出电流的波形中，形成新的设定输出电流，根据新的设定输出电流，进行调节对应的相单元内的上桥臂和下桥臂整体的输出电压，使得在一个相单元内的上桥臂和下桥臂整体输出电压之和时刻等于母线电压。

本方法预先计算出目标二次谐波补偿量的幅值及相角；在桥臂输出电压的参考调制波形中加入该二次谐波补偿量，可以有效抑制模块化多电平变换器运行过程中产生的环流。

在一些场合下，如图2所示，模块化多电平变换器以单相MMC平均值模型等效电路为例，所述二次谐波补偿量的算法为：

列出直流侧与上桥臂和下桥臂整体和桥臂电感间的基尔霍夫电压方程：

式(1)中，m_p和m_n分别为上桥臂和下桥臂的参考调制波形，设所述二次谐波补偿量为m₂为：

则m_p和m_n表示为：

设交流侧电压u_o表示为：

则式(3)中，调制度

的值表示为：

式(1)中，i_p和i_n分别为上桥臂和下桥臂的桥臂电流，稳态时，可假定二倍频分量已被良好抑制，且在输出电流控制策略的有效控制下，基频分量可由控制策略的目标值确定。忽略高频分量，桥臂电流近似为：

式(6)中，i_p为直流分量，

为桥臂电流基频分量的幅值，其值为输出电流幅值的一半，

为功率因数角。

式(1)中，u_{p_ave}和u_{n_ave}分别为上桥臂和下桥臂的电容电压平均值，其值为：

式(7)中，U_sm为子模块电压。

把式(3)、式(6)和式(7)代入式(1)并展开，只保留其中二倍频的成分，得到下列方程：

忽略式(8)中较小的量，只保留前三项，整理并写成相量形式，可得：

式(9)中，未知量仅有二次谐波补偿量的幅值

以及相角θ₂，令式(9)的实部和虚部分别为0，可得方程组：

解式(10)，可得到所述二次谐波补偿量的幅值及相角分别为：

图3为本实施例结合本发明所述环流抑制方法后对应的控制框图，输出电流由比例谐振控制器控制，控制器的谐振频率为50Hz；输出电流的给定指令作为环流控制部分的输入，通过代入式(11)得到所需要的二次谐波补偿量叠加于调制信号中。

图4～8为仿真波形，其中，图4为上桥臂电流波形、图5为下桥臂电流波形、图6为输出电流波形、图7为环流波形、图8为上桥臂和下桥臂整体的子模块电压波形。

0～0.4s时，系统工作于满载状态且功率因数角为0，

从0.2s开始，环流抑制策略开始生效；

0.4s时，系统从满载状态切换至半载状态，功率因数角为0；

在0.6s时，功率因数角从0变成π/2。

从图7看出，利用本发明所提出的环流控制策略，系统的环流得到了有效的抑制，同时所提出的环流控制策略能够快速地响应系统的工作状态的改变；

工作原理：

对模块化多电平变换器每相独立控制，无需进行坐标变换计算以及相间解耦，通过前馈的方式，利用输出电流的控制目标以及电路参数，通过平均模型计算出目标二次谐波补偿量；根据二次谐波补偿量，进行调节对应的相单元内的上桥臂和下桥臂整体的输出电压，使得在一个相单元内的上桥臂和下桥臂整体输出电压之和时刻等于母线电压，有效地抑制模块化多电平变换器运行过程中产生的环流；同时使得无需闭环控制器，且无需检测电路中的环流成分，显著降低了对电路硬件的要求，能方便地应用到实际装置中。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本公开的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上显示和描述了本公开的基本原理、主要特征和本公开的优点。本行业的技术人员应该了解，本公开不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本公开的原理，在不脱离本公开精神和范围的前提下，本公开还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本公开范围内。

Claims (1)

1.一种模块化多电平变换器开环环流抑制方法，其特征在于：包括以下步骤：

第一步，在一个相单元内的输出电流的二次谐波补偿量的幅值及相角的建立；

第二步，将二次谐波补偿量的幅值及相角叠加至初始设定参数下的输出电流的波形中，形成新的设定输出电流，根据新的设定输出电流，进行调节对应的相单元内的上桥臂和下桥臂整体的输出电压，使得在一个相单元内的上桥臂和下桥臂整体输出电压之和时刻等于母线电压；

所述在一个相单元内的输出电流的二次谐波补偿量的幅值及相角通过以下步骤建立：

列出直流侧与上桥臂和下桥臂整体和桥臂电感间的基尔霍夫电压方程：

式(1)中，m_p和m_n分别为上桥臂和下桥臂的参考调制波形，设所述二次谐波补偿量为m₂为：

则m_p和m_n表示为：

设交流侧电压u_o表示为：

则式(3)中，调制度

的值表示为：

式(1)中，i_p和i_n分别为上桥臂和下桥臂的桥臂电流，稳态时，可假定二倍频分量已被良好抑制，且在输出电流控制策略的有效控制下，基频分量可由控制策略的目标值确定；忽略高频分量，桥臂电流近似为：

式(6)中，i₀为直流分量，

为桥臂电流基频分量的幅值，其值为输出电流幅值的一半，

为功率因数角；

式(1)中，u_{p_ave}和u_{n_ave}分别为上桥臂和下桥臂的电容电压平均值，其值为：

式(7)中，U_sm为子模块电压；

把式(3)、式(6)和式(7)代入式(1)并展开，保留其中二倍频的成分，得到下列方程：

忽略式(8)中较小的量，只保留前三项，整理并写成相量形式，可得：

式(9)中，未知量仅有二次谐波补偿量的幅值

以及相角θ₂，令式(9)的实部和虚部分别为0，可得方程组：

解式(10)，可得到所述二次谐波补偿量的幅值及相角分别为：

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