CN110048582A - 一种谐波耦合注入的mmc子模块电容电压波动抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种谐波耦合注入的模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)子模块电容电压波动抑制方法。以桥臂瞬时功率的基频和二倍频波动分量抑制为目标，对二倍频环流和三倍频电压的注入量进行了优化设计，最后通过注入控制器在三相上注入所计算的二倍频环流和三倍频电压，降低了换流阀整体的子模块电容电压波动，进而降低对子模块电容容值的要求，降低了子模块电容的体积与成本，有利于实现模块化多电平换流器的轻型化。

Description

一种谐波耦合注入的MMC子模块电容电压波动抑制方法

技术领域

本发明涉及柔性直流输电技术领域，具体涉及一种谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法。

背景技术

柔性直流输电(VSC-HVDC)是继交流输电、常规直流输电之后的新一代直流输电技术。柔性直流输电技术具有有功、无功可独立调节，弱电网接入和低电压穿越能力强，低交流滤波及无功补偿需求等特点。模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)具有模块化、开关频率低、谐波含量低并且便于冗余配置等优势，与基于晶闸管的电网换相换流器以及传统的两电平电压源换流器相比，具有更广泛的应用场景。

MMC的电容器是子模块中体积最大的设备，占子模块总体积的60％以上。同时与传统直流输电换流器相比，同等容量等级的混合型模块化多电平换流器中电容体积更大，因而带来的成本不容忽视。且随着输送容量和直流母线电压等级的提高，所引起的经济和技术问题将更加凸显。因此，探索MMC降低子模块电容电压波动的方法，从而降低对子模块电容容值的要求，实现换流器轻型化设计，具有重要的工程意义。

发明内容

为了克服现有的子模块电压波动抑制效果的不足，本发明提供一种谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法，根据桥臂瞬时功率的分析结果，确定二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位；根据二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位确定叠加在调制波上三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量；通过三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量确定模块化多电平换流器的调制波电压，改变模块化多电平换流器的调制波电压抑制模块化多电平换流器子模块电容电压整体波动。

为了实现上述发明目的，本发明采取如下技术方案：

本发明提供一种谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法，包括：

根据桥臂瞬时功率的分析结果，确定二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位；

根据二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位确定叠加在调制波上三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量；

通过三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量确定模块化多电平换流器的调制波电压，改变模块化多电平换流器的调制波电压抑制模块化多电平换流器子模块电容电压整体波动。

以a相为例，上、下桥臂电流分别表示为：

其中ω为基波角频率，I_dc为直流电流，I_m为交流电流幅值，初相角为I₂表示二倍频环流注入的幅值，表示二倍频环流注入的相角。

考虑三次谐波注入电压情况下，上下桥臂调制电压表示为：

其中，U_dc为直流电压，U_ac为交流电压幅值，注入的三次电压幅值为U₃，相角为上下桥臂U₃注入量大小相等，方向相反，可以保证直流电压中不含三倍频电压分量。

为了简化表示，定义二、三次谐波注入系数k₂、k₃为：

二、三次谐波注入后a相上桥臂功率的表达式为：

其中，s_{uam_i}表示桥臂瞬时功率中的第i次分量。

当k₂、k₃与满足：

可以使子模块电容电压波动基频分量s_{uam_1}抑制为0。

当k₂、k₃与满足：

可以使子模块电容电压波动二倍频分量s_{uam_2}抑制为0。

使子模块电容电压波动基频和二倍频分量得到抑制的二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位由下式确定：

最终输出上述方程的数值解k₂、k₃与

按下式确定外环功率控制器输出的电流参考值：

其中，i_{d_ref}表示外环功率控制器输出的d轴电流参考值，i_{q_ref}表示外环功率控制器输出的q轴电流参考值，P表示MMC输出的有功功率，Q表示MMC输出的无功功率，P_ref表示MMC输出的有功功率参考值，Q_ref表示MMC输出的无功功率参考值，k_c1、k_c3表示比例系数，k_c2、k_c4表示积分系数；

根据i_{d_ref}和i_{q_ref}，并按下式确定内环电流控制器输出的电压参考值：

其中，e_{d_ref}表示内环电流控制器输出的d轴电压参考值，e_{q_ref}表示内环电流控制器输出的q轴电压参考值，u_sd表示d轴交流网侧电压，u_sq表示q轴交流网侧电压，i_d表示d轴实际电流，i_q表示q轴实际电流，k_c5、k_c7表示比例系数，k_c6、k_c8表示积分系数；

将e_{d_ref}、e_{q_ref}进行dq/abc变换，得到三相虚拟电动势e_{j_ref}。

根据所计算的k₃、按下式确定三次谐波电压修正量Δu₃：

根据所计算的k₂、按下式确定二倍频环流参考值i_2ref：

将i_2ref进行abc/dq变换，得到i_2ref的d、q轴分量i_{2fd_ref}、i_{2fq_ref}。

叠加再调制波上的二倍频环流电压修正量Δu₂的d、q轴分量Δu_2d、Δu_2q由下式确定：

其中，L为桥臂电感，i_2fd、i_2fq表示d、q轴实际二倍频电流，对Δu_2d、Δu_2q进行dq/abc变换，得到二倍频环流电压修正量Δu₂。

最终MMC的调制波电压由下式确定：

其中，u_{pj_ref}表示MMC中上桥臂的调制波电压，u_{nj_ref}表示MMC中下桥臂的调制波电压，e_{j_ref}表示三相虚拟电动势。

与最接近的现有技术相比，本发明提供的技术方案具有以下有益效果：

在本发明提供的谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法中，根据桥臂瞬时功率的分析结果，确定二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位；根据二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位确定叠加在调制波上三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量；通过三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量确定模块化多电平换流器的调制波电压，改变模块化多电平换流器的调制波电压抑制模块化多电平换流器子模块电容电压整体波动。本发明提供的方法由于能够不受限于各种工况，同时考虑了二倍频电流和三次谐波电压注入的耦合效应，能够降低对子模块电容容值的要求，有利于实现MMC的轻型化。

本发明提供的谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法填补了适用于多工况的MMC子模块电容电压波动谐波耦合注入抑制方法的技术空白，能够大幅降低子模块电容电压波动，减少子模块电容容值的设计要求。

附图说明

图1是本发明实施例中谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法流程图；

图2是本发明实施例中三次谐波电压注入控制器；

图3是本发明实施例中二倍频环流注入控制器；

图4是本发明实施例中通过三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量获得调制电压的流程图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细说明。

本发明实施例提供了一种谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法，具体流程图如图1所示，具体过程如下：

S101：根据桥臂瞬时功率的分析结果，确定二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位；

S102：根据二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位确定叠加在调制波上三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量；

S103：通过三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量确定模块化多电平换流器的调制波电压；

S104：通过改变模块化多电平换流器的调制波电压抑制模块化多电平换流器子模块电容电压整体波动。

上述的S101中，上、下桥臂电流分别表示为：

其中ω为基波角频率，I_dc为直流电流，I_m为交流电流幅值，初相角为I₂表示二倍频环流注入的幅值，表示二倍频环流注入的相角。

考虑三次谐波注入电压情况下，上下桥臂调制电压表示为：

其中，U_dc为直流电压，U_ac为交流电压幅值，注入的三次电压幅值为U₃，相角为上下桥臂U₃注入量大小相等，方向相反，可以保证直流电压中不含三倍频电压分量。

为了简化表示，定义二、三次谐波注入系数k₂、k₃为：

二、三次谐波注入后a相上桥臂功率的表达式为：

其中，s_{uam_i}表示桥臂瞬时功率中的第i次分量。

当k₂、k₃与满足：

可以使子模块电容电压波动基频分量s_{uam_1}抑制为0。

当k₂、k₃与满足：

可以使子模块电容电压波动二倍频分量s_{uam_2}抑制为0。

使子模块电容电压波动基频和二倍频分量得到抑制的二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位由下式确定：

上述的S102中，按下式确定外环功率控制器输出的电流参考值：

其中，i_{d_ref}表示外环功率控制器输出的d轴电流参考值，i_{q_ref}表示外环功率控制器输出的q轴电流参考值，P表示MMC输出的有功功率，Q表示MMC输出的无功功率，P_ref表示MMC输出的有功功率参考值，Q_ref表示MMC输出的无功功率参考值，k_c1、k_c3表示比例系数，k_c2、k_c4表示积分系数；

根据i_{d_ref}和i_{q_ref}，并按下式确定内环电流控制器输出的电压参考值：

其中，e_{d_ref}表示内环电流控制器输出的d轴电压参考值，e_{q_ref}表示内环电流控制器输出的q轴电压参考值，u_sd表示d轴交流网侧电压，u_sq表示q轴交流网侧电压，i_d表示d轴实际电流，i_q表示q轴实际电流，k_c5、k_c7表示比例系数，k_c6、k_c8表示积分系数；

将e_{d_ref}、e_{q_ref}进行dq/abc变换，得到三相虚拟电动势e_{j_ref}。

根据所计算的k₃、按下式确定三次谐波电压修正量Δu₃：

三次谐波电压注入具体控制器如图2所示。

根据所计算的k₂、按下式确定二倍频环流参考值i_2ref：

二倍频环流注入具体控制器如图3所示。

将i_2ref进行abc/dq变换，得到i_2ref的d、q轴分量i_{2fd_ref}、i_{2fq_ref}。

叠加再调制波上的二倍频环流电压修正量Δu₂的d、q轴分量Δu_2d、Δu_2q由下式确定：

对Δu_2d、Δu_2q进行dq/abc变换，得到二倍频环流电压修正量Δu₂。

上述的S103中，最终MMC的调制波电压由下式确定：

MMC调制波形成如图4所示，其中，u_{pj_ref}表示MMC中上桥臂的调制波电压，u_{nj_ref}表示MMC中下桥臂的调制波电压，e_{j_ref}表示三相虚拟电动势。

本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本申请是参照根据本申请实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，所属领域的普通技术人员参照上述实施例依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，这些未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，均在申请待批的本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (3)

1.一种谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法，其特征在于，包括：

根据桥臂瞬时功率的计算结果，确定二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位；

根据二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位确定叠加在调制波上三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量；

通过三倍频电压和二倍频环流所对应的电压修正量确定模块化多电平换流器的调制波电压，改变模块化多电平换流器的调制波电压抑制其子模块电容电压整体波动。

2.根据权利要求1所述的谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法，其特征在于，根据桥臂瞬时功率的分析结果，确定二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位。

上、下桥臂电流分别表示为：

其中ω为基波角频率，I_dc为直流电流，I_m为交流电流幅值，初相角为I₂表示二倍频环流注入的幅值，表示二倍频环流注入的相角。

考虑三次谐波注入电压情况下，上下桥臂调制电压表示为：

其中，U_dc为直流电压，U_ac为交流电压幅值，注入的三次电压幅值为U₃，相角为上下桥臂U₃注入量大小相等，方向相反，可以保证直流电压中不含三倍频电压分量。

为了简化表示，定义二、三次谐波注入系数k₂、k₃为：

二、三次谐波注入后a相上桥臂功率的表达式为：

其中，s_{uam_i}表示桥臂瞬时功率中的第i次分量。

当k₂、k₃与满足：

可以使子模块电容电压波动基频分量s_{uam_1}抑制为0。

当k₂、k₃与满足：

可以使子模块电容电压波动二倍频分量s_{uam_2}抑制为0。

使子模块电容电压波动基频和二倍频分量得到抑制的二倍频电流和三倍频电压注入的幅值、相位由下式确定：

最终输出上述方程的数值解k₂、k₃与

3.根据权利要求1所述的谐波耦合注入的模块化多电平换流器子模块电容电压波动抑制方法，其特征在于根据确定二倍频电流和三倍频电压注入的幅值k₂和k₃、相位和确定叠加在调制波上三倍频电压和二倍频环流分别对应的电压修正量，包括：

按下式确定外环功率控制器输出的电流参考值：

其中，i_{d_ref}表示外环功率控制器输出的d轴电流参考值，i_{q_ref}表示外环功率控制器输出的q轴电流参考值，P表示MMC输出的有功功率，Q表示MMC输出的无功功率，P_ref表示MMC输出的有功功率参考值，Q_ref表示MMC输出的无功功率参考值，k_c1、k_c3表示比例系数，k_c2、k_c4表示积分系数；

根据i_{d_ref}和i_{q_ref}，并按下式确定内环电流控制器输出的电压参考值：

其中，e_{d_ref}表示内环电流控制器输出的d轴电压参考值，e_{q_ref}表示内环电流控制器输出的q轴电压参考值，u_sd表示d轴交流网侧电压，u_sq表示q轴交流网侧电压，i_d表示d轴实际电流，i_q表示q轴实际电流，L为桥臂电感，k_c5、k_c7表示比例系数，k_c6、k_c8表示积分系数；

将e_{d_ref}、e_{q_ref}进行dq/abc变换，得到三相虚拟电动势e_{j_ref}。

根据所计算的k₃、按下式确定三次谐波电压修正量Δu₃：

根据所计算的k₂、按下式确定二倍频环流参考值i_2ref：

将i_2ref进行abc/dq变换，得到i_2ref的d、q轴分量i_{2fd_ref}、i_{2fq_ref}。

叠加再调制波上的二倍频环流电压修正量Δu₂的d、q轴分量Δu_2d、Δu_2q由下式确定：

其中，L为桥臂电感，i_2fd、i_2fq表示d、q轴实际二倍频电流，对Δu_2d、Δu_2q进行dq/abc变换，得到二倍频环流电压修正量Δu₂。

最终MMC的调制波电压由下式确定：

其中，u_{pj_ref}表示MMC中上桥臂的调制波电压，u_{nj_ref}表示MMC中下桥臂的调制波电压，e_{j_ref}表示三相虚拟电动势。