CN113904574B - 一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法及系统 - Google Patents

一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法及系统 Download PDF

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Abstract

本公开提供了一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法及系统，包括：根据模块化多电平换流器的传输功率，得到直流信号；根据所述直流信号和预设的功率控制模型，得到优化后的信号；其中，在预设的功率控制模型中，通过所述直流信号降低输出功率控制时的电容电压；本公开可以在不增加桥臂电流的情况下减小电容电压波动进而降低子模块电容值的需求；通过向功率控制系统注入特定的直流信号来降低电容电压；并且根据MMC的传输功率从所提出的附加控制器输出特定的直流信号；在实现过程中，本方法通过引入一个优化模型，来保证MMC的安全稳定运行，并获得最佳电容容量需求减小效果。

Description

一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法及系统
技术领域
本公开属于交直流变换器参数优化技术领域，尤其涉及一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法及系统。
背景技术
模块化多电平换流器(Modular Multilevel Converter，MMC)具有谐波性能优良、模块化结构、开关损耗小、无需半导体直接串联等优点；凭借这些优势，它已成为高压直流输电中最常见的电压源换流器类型，并且在全尺度风电变流器、电能质量改善、大功率变换器和电力传输等应用中也被认为是具有竞争力的拓扑结构；但是，在MMC工作中，桥臂电流流过子模块电容时会引起电容电压的波动；为了将电容器电压限制在可接受的范围内，通常需要大容量的子模块电容器；因此，子模块电容器几乎占据了子模块中50％以上的重量和成本；为了降低其重量和项目成本需要降低MMC的电容容量需求；对于上述问题，降低子模块电容容量需求而使用更小的电容器被认为是一种较为理想的解决方案。
本公开发明人发现，现有的降低子模块电容容量需求方法中，存在以下缺陷：循环电流的注入会导致功率损耗和电流应力的增加；修改主电路拓扑结构和添加半导体不仅会增加功率损耗，还会增加项目成本和设计复杂性。这些问题已成为限制电容需求降低方法在实际应用的瓶颈，尤其是在高压直流输电领域。
发明内容
本公开为了解决上述问题，提出了一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法及系统，本公开可以在不增加桥臂电流的情况下减小电容电压波动进而降低子模块电容值的需求。
为了实现上述目的，本发明是通过如下的技术方案来实现：
第一方面，本公开提供了一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法，包括：
根据模块化多电平换流器的传输功率，得到直流信号；
根据所述直流信号和预设的功率控制模型，得到优化后的信号；
其中，在预设的功率控制模型中，通过所述直流信号降低输出功率控制时的电容电压。
进一步的，输出功率控制包括：通过第一调节调制信号的基波分量来控制模块化多电平换流器的输出功率以及通过第二调节调制信号的二次谐波分量，将环流抑制为零。
进一步的，所述调制信号为绝缘栅门极晶体管触发信号。
进一步的，直流信号获取包括：
根据功率情况计算电容电压的允许最小值；
将电容电压的允许最小值与测量值之间的误差除以额定电容电压进行标幺化，并通过比例积分得到所需的直流信号；
添加一个常数值作为补偿，以跟踪电容电压的允许最小值。
进一步的，根据功率情况计算电容电压的允许最小值包括：
获取视在功率和功率因数角；
确定优化模型及其约束；
根据视在功率、功率因数角和优化模型的约束，得到当前循环下调制信号即时值电容平均电压即时值/>和调制信号直流分量即时值/>的数值；
判断当前循环下调制信号即时值和最大调制比Mratio之间的差值，若差值小于允许误差，则迭代结束；否则，迭代次数增加1，返回到确定优化模型约束步骤；
输出最后一次迭代中的电容电压值，即输入功率条件下所需的电容电压的允许最小值值。
进一步的，所述优化模型为：
min Umin＝fUavg(Adc)
s.t.Mmax≤Mratio
Mmin≥1-Mratio
其中，Umin为电容电压的允许最小值，fUavg为电容电压计算函数，Adc为调制信号直流分量，Mmax为调制信号最大值，Mratio为最大调制比，Mmin为调制信号最小值。
进一步的，根据模块化多电平换流器的运行工况计算子模块电容电压平均值，其计算公式为：
其中，Uc,avg为子模块电容电压平均值，Udc为直流电压，N为桥臂子模块数，S为视在功率，为调制信号基频分量，/>为功率因数角，α1为调制信号基频分量相角，ω为基本角频率，CSM为子模块电容值，Us为交流系统相电压幅值。
第二方面，本公开还提供了一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化系统，包括直流信号计算模块和优化模块；
所述直流信号计算模块，被配置为：根据模块化多电平换流器的传输功率，得到直流信号；
所述优化模块，被配置为：根据所述直流信号和预设的功率控制模型，得到优化后的信号；
其中，在预设的功率控制模型中，通过所述直流信号降低输出功率控制时的电容电压。
第三方面，本公开还提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现了第一方面所述的模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法的步骤。
第四方面，本公开还提供了一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现了第一方面所述的模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法的步骤。
与现有技术相比，本公开的有益效果为：
1.本公开可以在不增加桥臂电流的情况下减小电容电压波动进而降低子模块电容值的需求；
2.本公开通过向功率控制系统注入特定的直流信号来降低电容电压；并且根据MMC的传输功率从所提出的附加控制器输出特定的直流信号；在实现过程中，本方法通过引入一个优化模型，来保证MMC的安全稳定运行，并获得最佳电容容量需求减小效果。
附图说明
构成本实施例的一部分的说明书附图用来提供对本实施例的进一步理解，本实施例的示意性实施例及其说明用于解释本实施例，并不构成对本实施例的不当限定。
图1为本实施例1的控制框图；
图2为本实施例1的计算Umin的程序图；
图3为本实施例1的表格的示意图；
图4为本实施例1的计算Umin模块的流程图；
图5为本实施例1的当Mratio设置为不同值时所需的电容容量；
图6为本实施例1的MMC电容减小到4260uF时的电气量波形图；
图7为本实施例1的在“S＝200MW，”功率条件下使用所提出的MMC子模块电容需求减小方法前后的波形图；
图8为本实施例1的在“S＝200MW，”功率条件下使用所提出的MMC子模块电容需求减小方法前后的波形图。
具体实施方式：
下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
实施例1：
本实施例提供了一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法，包括：
根据模块化多电平换流器的传输功率，得到直流信号；
根据所述直流信号和预设的功率控制模型，得到优化后的信号；
其中，在预设的功率控制模型中，通过所述直流信号降低输出功率控制时的电容电压。
具体的，功率控制模型通过功率控制系统实现，如图1所示，在功率控制系统中，输出功率控制器可以通过第一调节调制信号“A1cos(ωt+α1)”的基波分量来控制MMC的输出功率；环流控制器通过第二调节调制信号“A2cos(2ωt+α2)的二次谐波分量，将环流抑制为零；以上三部分共同构成调制信号，然后输入调制单元，产生绝缘栅门极晶体管(InsulatedGate Bipolar Translator，IGBT)触发信号，用于触发主电路中的IGBT。
如图1所示，当使用所提的子模块电容容量需求减小方法时，直流信号(Adc)的值是从附加控制器获得的；在附加控制器中，“电容电压的允许最小值(Umin)计算模块”负责根据功率情况计算电容电压(Uc，avg)的允许最小值。然后，将Umin与测量值之间的误差除以Udc/N进行标幺化，并输入到比例积分单元以生成所需的Adc。通过添加一个常数值0.5作为补偿，以便更快地跟踪Umin。因此，直流信号的值不再是恒定值，而是根据功率条件“视在功率S，功率因数角”而变化。
在本实施例中，如图2所示，计算Umin的流程为：
步骤1：输入视在功率S和功率因数角然后，迭代次数n初始值设置为1；根据割线法，给定/>和/>的值，分别表示第一次和第二次迭代中的Adc；它们的值仅影响迭代时间，而不影响最终输出；推荐值为0.5和0.6。
步骤2：式(1)中的约束可以等价于Mjud<Mratio，其中Mjud的定义如(2)所示；然后，表示当前迭代中的Adc的值可以通过图2所示的方程计算；该方程是从割线法中的表达式导出的。在前两次迭代中，由于Adc的值已经给定，因此跳过其计算。
Mjud＝max[Mmax,1-Mmin] (2)
其中，Umin为电容电压的允许最小值，fUavg为电容电压计算函数，Adc为调制信号直流分量，Mmax为调制信号最大值，Mratio为最大调制比，Mmin为调制信号最小值。
步骤3：基于式(2)、(3)、(4)和(5)计算出和/>的值
其中，Uc,avg为子模块电容电压平均值，Udc为直流电压，N为桥臂子模块数，S为视在功率，为调制信号基频分量，/>为功率因数角，α1为调制信号基频分量相角，ω为基本角频率，CSM为子模块电容值，Us为交流系统相电压幅值。
步骤4：计算和Mratio之间的差值。若差值小于允许误差αe，则迭代结束；否则，迭代次数n增加1，程序将返回步骤2。
步骤5：输出最后一次迭代中的Uc，avg值，即输入功率条件下所需的Umin值。
步骤6：基于上述过程，可以形成一个名为的表。/>的形成如图3所示；子模块ax是MMC的最大视在功率；S从0增加到子模块ax，依次增加Sstep；/>从0增加到/>依次增加/>表的内容是Umin随S和/>变化的值。这样，通过查表就可以得到“S，/>”功率条件下的Umin值。
步骤7：“Umin计算模块”的内部结构示意图如图4所示；输入S和分别除以Sstep和；然后，将它们四舍五入到最接近的整数；之后，结果分别乘以Sstep和/>；最后，根据处理后的S和/>可以找到Umin。Umin随S和/>变化的值预先存储在表/>中。
为了验证本实施例所提出的电容容量需求降低方法，以下以结合实施例进行验证，实施例中MMC的主电路参数如表1。
表1MMC主电路参数
在现有的大部分研究和工程设计中，电容器电压的最大值不应超过电容器额定电压的10％。图5显示了当Mratio设置为不同值时所需的电容。实现为理论计算结果，黑点为仿真结果，虚线是未采用所提的MMC子模块电容需求减小方法时的情况。可以看出，当Mratio＝0.92时，电容可以从6300uF下降到4750uF，下降百分比为17.8％。减少的程度与Mratio呈正相关。当Mratio＝0.98时，电容可降低至3900uF，降低百分比可达38.1％。
以Mratio＝0.95的情况为例，图6所示为MMC电容减小到4260uF时的波形。从上到下，波形分别为电容电压、桥臂电流和调制信号。如图6所示，调制信号最大值为0.95，与设定值一致。电容电压最大值为1760V，正好超过额定值(1600V)10％。
为了进一步验证所提出的MMC子模块电容需求减小方法的有效性，提供了使用MMC子模块电容需求减小方法之前和之后的波形。图7和图8分别给出了“S＝200MW，”和“S＝200MW，/>”功率条件下的波形。图中的五个子图分别表示输出功率、电容电压、直流侧电压、桥臂电流和调制信号的波形。
在仿真中，从t＝0s到t＝1.2s采用传统的控制方法；在此期间，循环电流被抑制为零，调制信号中的直流分量始终为0.5。所提出的MMC子模块电容需求减小方法是在t＝1.2s时添加的。对数据的分析如下。
首先，所提出的MMC子模块电容需求减小方法可以有效降低电容电压。额定电容电压为Udc/N＝320kV/200＝1600V。在图7和图8中，最大电容电压分别超过额定值98V和161V。添加了所提的附加控制器后，最大电容电压仅分别超过额定值28V和44V。因此，子模块电容器的过电压可分别降低71.4％和72.7％。此外，所提出的MMC子模块电容需求减小方法不仅可以降低电容电压的峰值，还可以降低其平均值。
其次，所提出的MMC子模块电容需求减小方法没有增加桥臂电流，加入控制前后桥臂电流不变。需要注意的是，平均电容电压的降低不会影响MMC的直流侧电压。从图7和图8可以看出，在使用所提的MMC子模块电容需求减小方法前后，直流侧电压为320kV。此外，输出功率也没有改变。
第三，加入附加控制器后，调制信号的最大值为0.95。这正好等于Mratio的设定值。因此，它可以验证图2所示的计算过程是准确的。当然，Mratio可以根据实际需要设置为其他值。图5展示了不同Mratio下电容容量需求降低的有效性。
实施例2：
本实施例提供了一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化系统，包括直流信号计算模块和优化模块；
所述直流信号计算模块，被配置为：根据模块化多电平换流器的传输功率，得到直流信号；
所述优化模块，被配置为：根据所述直流信号和预设的功率控制模型，得到优化后的信号；
其中，在预设的功率控制模型中，通过所述直流信号降低输出功率控制时的电容电压
实施例3：
本实施例提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时实现了实施例1所述的模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法的步骤。
实施例4：
本实施例提供了一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现了实施例1所述的模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法的步骤。
以上所述仅为本实施例的优选实施例而已，并不用于限制本实施例，对于本领域的技术人员来说，本实施例可以有各种更改和变化。凡在本实施例的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实施例的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法，其特征在于，包括：
根据模块化多电平换流器的传输功率，得到直流信号；
根据所述直流信号和预设的功率控制模型，得到优化后的信号；
其中，在预设的功率控制模型中，通过所述直流信号降低输出功率控制时的电容电压；
直流信号获取包括：
根据功率情况计算电容电压的允许最小值；
将电容电压的允许最小值与测量值之间的误差除以额定电容电压进行标幺化，并通过比例积分得到所需的直流信号；
添加一个常数值作为补偿，以跟踪电容电压的允许最小值；
根据功率情况计算电容电压的允许最小值包括：
获取视在功率和功率因数角；
确定优化模型及其约束；
根据视在功率、功率因数角和优化模型的约束，得到当前循环下调制信号即时值、电容平均电压即时值和调制信号直流分量即时值的数值；
判断当前循环下调制信号即时值和最大调制比之间的差值，若差值小于允许误差，则迭代结束；否则，迭代次数增加1，返回到确定优化模型约束步骤；
输出最后一次迭代中的电容电压值，即输入功率条件下所需的电容电压的允许最小值值；
所述优化模型为：
min Umin＝fUavg(Adc)
s.t.Mmax≤Mratio
Mmin≥1-Mratio
其中，Umin为电容电压的允许最小值，fUavg为电容电压计算函数，Adc为调制信号直流分量，Mmax为调制信号最大值，Mratio为最大调制比，Mmin为调制信号最小值；
根据模块化多电平换流器的运行工况计算子模块电容电压平均值，其计算公式为：
其中，Uc,avg为子模块电容电压平均值，Udc为直流电压，N为桥臂子模块数，S为视在功率，为调制信号基频分量，/>为功率因数角，α1为调制信号基频分量相角，ω为基本角频率，CSM为子模块电容值，Us为交流系统相电压幅值。
2.如权利要求1所示的一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法，其特征在于，输出功率控制包括：通过第一调节调制信号的基波分量来控制模块化多电平换流器的输出功率以及通过第二调节调制信号的二次谐波分量，将环流抑制为零。
3.如权利要求1所示的一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法，其特征在于，所述优化后的信号为绝缘栅门极晶体管触发信号。
4.一种模块化多电平换流器子模块电容需求优化系统，其特征在于，包括直流信号计算模块和优化模块；
所述直流信号计算模块，被配置为：根据模块化多电平换流器的传输功率，得到直流信号；
所述优化模块，被配置为：根据所述直流信号和预设的功率控制模型，得到优化后的信号；
其中，在预设的功率控制模型中，通过所述直流信号降低输出功率控制时的电容电压；
直流信号获取包括：
根据功率情况计算电容电压的允许最小值；
将电容电压的允许最小值与测量值之间的误差除以额定电容电压进行标幺化，并通过比例积分得到所需的直流信号；
添加一个常数值作为补偿，以跟踪电容电压的允许最小值；
根据功率情况计算电容电压的允许最小值包括：
获取视在功率和功率因数角；
确定优化模型及其约束；
根据视在功率、功率因数角和优化模型的约束，得到当前循环下调制信号即时值、电容平均电压即时值和调制信号直流分量即时值的数值；
判断当前循环下调制信号即时值和最大调制比之间的差值，若差值小于允许误差，则迭代结束；否则，迭代次数增加1，返回到确定优化模型约束步骤；
输出最后一次迭代中的电容电压值，即输入功率条件下所需的电容电压的允许最小值值；
所述优化模型为：
min Umin＝fUavg(Adc)
s.t.Mmax≤Mratio
Mmin≥1-Mratio
其中，Umin为电容电压的允许最小值，fUavg为电容电压计算函数，Adc为调制信号直流分量，Mmax为调制信号最大值，Mratio为最大调制比，Mmin为调制信号最小值；
根据模块化多电平换流器的运行工况计算子模块电容电压平均值，其计算公式为：
其中，Uc,avg为子模块电容电压平均值，Udc为直流电压，N为桥臂子模块数，S为视在功率，为调制信号基频分量，/>为功率因数角，α1为调制信号基频分量相角，ω为基本角频率，CSM为子模块电容值，Us为交流系统相电压幅值。
5.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征在于，该程序被处理器执行时实现了如权利要求1-3任一项所述的模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法的步骤。
6.一种电子设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述程序时实现了如权利要求1-3任一项所述的模块化多电平换流器子模块电容需求优化方法的步骤。
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