WO2023142519A1

WO2023142519A1 - 消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法及系统

Info

Publication number: WO2023142519A1
Application number: PCT/CN2022/124270
Authority: WO
Inventors: 蔡旭; 史先强; 张琛; 刘畅; 李睿; 杨仁炘; 吴西奇; 王晗
Original assignee: 上海交通大学
Priority date: 2022-01-25
Filing date: 2022-10-10
Publication date: 2023-08-03
Also published as: CN114865896A

Abstract

本发明提供一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法及系统，包括：单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤：向变换器的桥臂调制电压中注入设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，直接在桥臂调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压；单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤：向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，根据设定的三倍频共模电流计算所需的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中。本发明能够从根本上消除功率模块直流母线中的二次谐波电流，从而减小系统对无源滤波器的需求，有利于系统功率密度的提高。

Description

消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法及系统

技术领域

本发明涉及电气自动化设备技术领域，具体地，涉及一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法及系统。

背景技术

近年来，我国以风电和光伏为代表的新能源发电持续快速增长，致使电力系统中的电源结构发生深刻变化。随着可再生能源占比提升，电力系统中的消纳、输配、波动等问题显现，储能的刚性需求已然成型，并成为未来电力生产消费方式变革与能源结构转变的关键性技术。

在高压直挂储能功率变换系统中，电池簇分散式直接接入级联H桥变换器的直流母线，两者之间无其它功率变换装置。由于H桥变换器的直流母线电流中包含二次谐波分量，致使电池流过的电流中存在较大幅值的二次谐波电流。一方面，该谐波电流会影响电池寿命和系统效率；另一方面，该谐波电流会影响电池SOC的估算，损害电池安全。电池充放电中的谐波电流是制约高压直挂储能发展的关键因素之一。因此，有必要将这类变换装置的谐波电流大小控制在较小值。

在H桥变换器和电池簇之间串联无源滤波器是减小谐波幅值最简单的方法，但这会增大系统的体积，不利于变换器功率密度的提高。于直流母线上增加一级DC/DC双向变换器的方法可以达到使用较小的滤波器来抑制脉动电流的效果，但这增加了系统成本和复杂程度，不利于可靠性的提高。所以需要一种将低频次谐波电流完全消除或者将谐波次数由低频次搬到较高频次的方法，以降低谐波电流对电池寿命及系统功率密度的影响。因此，亟待一种改进的技术来解决现有技术中所存在的这一问题。

发明内容

针对现有技术中的缺陷，本发明的实施例提供一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法及系统。

根据本发明的实施例提供的一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法及系统，所述方案如下：

第一方面，提供了一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，所述方法包括：

单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤：向变换器的桥臂调制电压中注入设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，直接在桥臂调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压；

单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤：向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，根据设定的三倍频共模电流计算所需的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中；

针对注入三倍频共模电气量之后额外增加的四倍频电流谐波分量，继续注入相应的五倍频共模电气量将其提升到六倍频，以此类推，以至完全消除功率模块直流母线电流中的所有倍频电流。

进一步地，所述单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤包括：通过向变换器的桥臂调制电压中叠加设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的二倍频谐波分量完全消除，具体为：

交流侧电网电压为：

式中：u _sx表示三相电网电压，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；U _m表示电网电压的幅值；ω表示电网角频率；t表示时间。

优选地，所述单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤中注入三倍频共模电压后，A相桥臂调制电压重新写成：

其中，

表示交流侧输出电流与电网电压之间的相角差；U _vm1表示桥臂基频调制电压的幅值，δ ₁表示该调制电压与电网电压之间的相角差；

当

时，A相桥臂的调制电压为：

u _aref＝U _vm1cos(ωt)+U _vm1cos(3ωt)

当ωt＝0时，桥臂调制电压幅值取得所有工况下的最大值，该最大值为：

(u _aref) _max＝2U _vm1≈2U _m

对于单星型联接的高压直挂储能功率变换系统，注入三倍频共模电压后的调制电压幅值最大为电网电压幅值的两倍。

进一步地，所述单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，设功率模块的电池簇的容量为I _bat，当构建额定容量为S的储能功率变换系统时，满足：

式中：U _dc表示电池簇的额定直流电压；N表示每个桥臂所包含的功率模块数目；

设市场上获得的I _bat的最大值为I _lim，若满足：

则注入三倍频共模电压时，每相桥臂所包含的功率模块数目设计为：

式中：M表示功率变换系统的调制比，一般选择为：0.7<M<0.9；

当I _lim满足：

每相桥臂所包含的功率模块数目设计为：

进一步地，所述单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤包括：

通过在每相桥臂的调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压来实现二倍频谐波的完全消除，实现方法包括以下步骤：

首先，提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1和桥臂调制电压的幅值U _vm1，为：

其次，计算相角δ ₁和

的值，分别为：

最后，得到三相桥臂的调制电压：

式中：u _xref表示注入三倍频共模电压后的三相桥臂的调制电压，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；θ _p表示锁相环输出的角度。

进一步地，所述单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，通过向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的二倍频谐波分量完全消除，根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中来实现，具体为：

交流侧电网电压写成：

式中：u _sx表示三相电网电压，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；U _m表示电网电压的幅值；ω表示电网角频率；

三相交流侧的输出电流为：

式中：i _x表示功率变换系统交流侧的输出电流，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；I _vm1表示交流侧电流的幅值；

表示交流侧输出电流与电网电压之间的相角差；

进一步地，所述单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，若要消除二倍频谐波电流，需根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中实现，三倍频共模电压由三倍频共模电流与桥臂电抗的乘积得到，实现方法包括以下步骤：

首先，提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1，为：

其次，计算相角δ ₁和

的值，分别为：

相桥臂电流中的基频分量由其基频调制电压控制，相桥臂电流中的三倍频分量须通过在相桥臂的基频调制电压中叠加三倍频调制电压得到；

利用下式计算三相交流侧的调制电压：

利用下式得到最终的三相桥臂的调制电压：

式中：L为相桥臂电感；θ _p表示锁相环输出的角度。

进一步地，所述单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，若要消除二倍频谐波电流，需根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中实现，三倍频共模电压还可以基于比例积分调节器进行闭环控制得到，实现方法包括以下步骤：

1)提取单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤三个桥臂的电流值，根据采集的电流值实时计算三倍频共模电流i _z，计算方法为：i _z＝(i _aa+i _ab+i _ac)/3；其中，i _aa，i _ab和i _ac分别表示A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂内的电流；

2)将i _z延迟90°输出，即延迟T/4的时间，得到i _zβ，即i _zβ表示将三倍频共模电流i _z延迟T/4的时间后得到的三倍频共模电流的虚拟β轴分量；

3)计算i _z在同步旋转坐标系中的虚拟电流矢量的d、q轴分量i _zd、i _zq，计算方法为：

式中：θ _p表示锁相环输出的角度；

4)提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1，为：

5)计算相角δ ₁和

的值，分别为：

6)分别将i _zd和i _zq与其参考值

做差比较后，送入PI调节器；

7)在各自的PI调节器输出上引入3ωLi _zq和3ωLi _zd以消除d、q轴耦合部分，得到三倍频共模电流的d、q轴参考电压，分别记为u _zdref和u _zqref；

8)利用下式得到三相交流侧的调制电压：

9)利用下式得到最终的三相桥臂的调制电压：

进一步地，所述单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤，注入三倍频共模电压后，A相桥臂的桥臂电流为：

当

时，A相的桥臂电流为：

当ωt＝2/3π时，A相的桥臂电流取得所有工况下的最大值，最大值为：

对于单角型联接的高压直挂储能功率变换系统，注入三倍频共模电流后的桥臂电流幅值最大为系统交流侧输出电流幅值的1.15倍。

进一步地，对于单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤，当构建额定容量为S的储能功率变换系统时，满足：

注入三倍共模电流后，在对高压直挂储能功率变换系统的开关器件进行选型时，若考虑0.5倍至1倍的电流裕量，则其开关器件的电流等级应选为：

I _PT＝(1.73～2.31)I _vm1。

式中：I _PT表示高压直挂储能功率变换系统的开关器件的电流定额。

第二方面，提供了一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能系统，所述系统包括：

单星型联接的高压直挂储能功率变换模块：向变换器的桥臂调制电压中注入设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，直接在桥臂调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压；

单角型联接的高压直挂储能功率变换模块：向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，根据设定的三倍频共模电流计算所需的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中；

附图说明

通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1为本发明其中一个实施例的单星型联接的高压直挂储能功率变换系统的拓扑结构示意图；

图2为本发明其中一个实施例的单星型联接的高压直挂储能功率变换系统的控制结构示意图；

图3为本发明其中一个实施例的单角型联接的高压直挂储能功率变换系统的拓扑结构示意图；

图4为本发明其中一个实施例的单角型联接的高压直挂储能功率变换系统的控制结构示意图(基于桥臂电抗计算三倍频共模电压)；

图5为本发明的其中一个实施例单角型联接的高压直挂储能功率变换系统的控制结构示意图(基于PI调节器计算三倍频共模电压)；

图6为本发明其中一个实施例的双星型高压直挂储能功率变换系统的拓扑结构示意图；

图7为本发明其中一个实施例的M个单星型的高压直挂储能功率变换系统通过电感在交流侧并联组成的混合高压直挂储能功率变换系统的拓扑结构示意图；

图8为本发明其中一个实施例的M个单角型的高压直挂储能功率变换系统通过电感在交流侧并联组成的混合高压直挂储能功率变换系统的拓扑结构示意图；

图9为本发明其中一个实施例的M1个单星型的高压直挂储能功率变换系统和M2个单角型的高压直挂储能功率变换系统通过电感在交流侧并联组成的混合高压直挂储能功率变换系统的拓扑结构示意图；

图10为本发明其中一个实施例的单星型联接的高压直挂储能功率变换系统不注入三倍频共模电压时的仿真结果；

图11为本发明其中一个实施例的单星型联接的高压直挂储能功率变换系统注入三倍频共模电压时的仿真结果；

图12为本发明其中一个实施例的单角型联接的高压直挂储能功率变换系统不注入三倍频共模电流时的仿真结果；

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变化和改进。这些都属于本发明的保护范围。

本发明实施例提供了一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，由单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤和单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤两种基础功率变换单元构成。而这两种基础功率单元均是由H桥子模块组成，在其直流侧存在二倍频谐波电流。一方面，该谐波电流会影响电池寿命和系统效率；另一方面，该谐波电流会影响电池SOC的估算，损害电池安全。为了抑制该谐波电流，通常在H桥变换器和电池簇之间串联无源滤波器或者增加一级DC/DC双向变换器，但这会增大系统的体积和控制复杂程度。因此，电池充放电中的谐波电流是制约高压直挂储能发展的关键因素之一。

参照图1所示，为本发明的单星型联接的高压直挂储能功率变换系统的拓扑结构示意图，u _sx—三相电网电压(下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相)；L _ac—交流侧滤波电感；PM _xy—x相的第y个级联功率模块(y＝1，2，…，N)；N—每相桥臂所包含的功率模块数；i _x—交流侧输出电流；u _x—三相桥臂输出电压；i _dc—功率模块直流母线电流；功率模块中的LC滤波器可采用L形、T型、π型等低通滤波器，或者由电感和电容串并联谐振电路构成的谐振滤波器等。

单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤：向变换器的桥臂调制电压中注入设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，直接在桥臂调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压。

单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤：向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，根据设定的三倍频共模电流计算所需的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中。

对于单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤，与不注入三倍频共模电压相比，注入三倍频共模电压之后变换器的调制电压幅值将发生变化，此时需要重新设计桥臂中功率模块的数目；类似的，对于单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤，与不注入三倍频共模电流相比，注入三倍频共模电流之后变换器的桥臂电流幅值将发生变化，此时需要重新设计桥臂中功率模块的功率器件的电流定额。

单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤和单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤可以分别作为基础功率变换单元来组成混合储能功率变换系统，然后每个基础功率单元可以采用适用于本单元的共模电气量注入方法来消除各自功率模块直流母线中的倍频电流。

将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提升到高倍频之后，一方面，在谐波电流幅值相同的情况下，可以大幅减小功率模块对无源滤波器的需求，因而提升整个功率变换系统的功率密度。另一方面，在使用相同的无源滤波器时，可以大幅减小谐波电流幅值，从而提高电池的使用寿命。

对于单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤，通过向变换器的桥臂调制电压中叠加设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的二倍频谐波分量完全消除，具体为：

交流侧电网电压为：

以A相为例进行分析，假设其交流侧输出电流为：

式中：i _a表示A相交流侧输出电流；I _vm1表示该电流的幅值；

表示该电流与电网电压之间的相角差。

不注入三倍频共模电压时，假设A相桥臂的调制电压为：

u _aref0＝U _vm1cos(ωt+δ ₁)

式中：u _aref0表示不注入三倍频共模电压时的A相桥臂的调制电压；U _vm1表示该调制电压的幅值；δ ₁表示该调制电压与电网电压之间的相角差。

注入三倍频共模电压后，A相的调制电压变为：

u _aref＝U _vm1cos(ωt+δ ₁)+U _vm3cos(3ωt+δ ₃)

式中：U _vm3表示所注入的三倍频共模电压的幅值；δ ₃表示所注入的三倍频共模电压与电网电压之间的相角差。

注入三倍频共模电压后，基于同桥臂功率模块直流母线动态一致性的假设，其直流母线电流可以表示成：

当满足

或

时，功率模块直流母线电流的瞬时值表达式为：

式中：i _dc表示功率模块的直流母线电流；N为每相桥臂所包含的功率模块数；U _dc表示电池簇的额定直流电压。

此时，对于单星型联接的高压直挂储能功率变换系统而言，其功率模块直流母线电流中的二倍频谐波被完全抑制，但此时增加了同等幅值的四倍频谐波电流，即将功率模块直流母线电流中的二倍频谐波分量提高到四倍频。

参照图2所示，为本发明的单星型联接的高压直挂储能功率变换系统的控制结构示意图；P _ref、Q _ref—有功、无功参考值；i _d、i _q—三相交流侧输出电流的d、q轴分量；u _sd、u _sq—三相电网电压的d、q轴分量；θ _p—锁相环输出的角度；u _sdref0、u _sqref0—不注入三倍频共模电压时的调制电压的d、q轴分量；u _xref0—不注入三倍频共模电压时的三相桥臂的调制电压；u _xref—注入三倍频共模电压时的三相桥臂的调制电压；u ₃—所注入的三倍频共模电压。

对于单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤，可直接通过在每相桥臂的调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压来实现二倍频谐波的完全消除，实现方法包括以下步骤：

(1)首先，提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0(电流内环控制的输出)，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1和桥臂调制电压的幅值U _vm1，为：

(2)其次，计算相角δ ₁和

的值，分别为：

(3)最后，得到三相桥臂的调制电压：

参照图1所示，对于单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤中注入三倍频共模电压后，以A相桥臂为例进行分析，其调制电压可以重新写成：

当

(系统运行在纯无功输出或输入模式)时，A相桥臂的调制电压为：

u _aref＝U _vm1cos(ωt)+U _vm1cos(3ωt)

(u _aref) _max＝2U _vm1≈2U _m

因此，对于单星型联接的高压直挂储能功率变换系统，注入三倍频共模电压后的调制电压幅值最大为电网电压幅值的两倍。

参照图1所示，对于单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，假设功率模块的电池簇的容量为I _bat(单位：kAh)，当构建额定容量为S(单位：MWh)的储能功率变换系统时，满足：

设市场上获得的I _bat的最大值为I _lim，若满足：

式中：M表示功率变换系统的调制比，一般选择为：0.7<M<0.9；

当I _lim满足：

每相桥臂所包含的功率模块数目设计为：

参照图3所示，为本发明的单角型联接的高压直挂储能功率变换系统的拓扑结构示意图；

u _sx—三相电网电压(下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相)；L _ac—交流侧滤波电感；L—三相桥臂电感；PM _xy—x相的第y个级联功率模块(y＝1，2，…，N)；N—每相桥臂所包含的功率模块数；i _x—三相交流侧输出电流；i _ax—三相桥臂电流；u _x—三相桥臂输出电压；i _dc—功率模块直流母线电流；功率模块中的LC滤波器可采用L形、T型、π型等低通滤波器，或者由电感和电容串并联谐振电路构成的谐振滤波器等。

对于单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，通过向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的二倍频谐波分量完全消除，根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中来实现，具体为：

参照图3所示，对于单角型联接的高压直挂储能功率变换系统，其交流侧电网电压可以写成：

式中：u _sx表示三相电网电压，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；U _m表示电网电压的幅值；ω表示电网角频率。

其三相交流侧的输出电流为：

式中：i _x表示功率变换系统交流侧的输出电流，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；I _vm1表示交流侧输出电流的幅值；

表示交流侧输出电流与电网电压之间的相角差。

参照图3所示，不注入三倍频共模电流时，假设A相桥臂的调制电压为：

式中：u _xref0表示不注入三倍频共模电流时的交流侧的调制电压，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；U _vm1表示该调制电压的幅值；δ ₁表示该调制电压与电网电压之间的相角差。

对于单角型联接的高压直挂储能功率变换系统，不注入三倍频共模电流时，流入三相桥臂的电流分别为：

式中：i _aa，i _ab和i _ac分别表示A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂内的电流。

同时，不注入三倍频共模电流时，三相桥臂的调制电压可以表示为：

式中：u _aaref0，u _abref0和u _acref0分别表示A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂不注入三倍频共模电流时的调制电压。

以A相桥臂为例进行分析，注入三倍频共模电流后，A相桥臂电流变为：

式中：I _vm3表示所注入的三倍频共模电流的幅值；

表示所注入的三倍频共模电流与电网电压之间的相角差。

注入三倍频共模电流后，基于同桥臂功率模块直流母线动态一致性的假设，其直流母线电流可以写成：

当满足

或

时，功率模块直流母线电流的瞬时值表达式为：

式中：i _dc表示功率模块的直流母线电流；N为每相桥臂所包含的功率模块数；U _dc表示电池的额定电压。

此时，对于图3所示的单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤而言，其功率模块直流母线电流中的二倍频谐波被完全抑制，但此时增加了同等幅值的四倍频谐波电流，即将功率模块直流母线电流中的二倍频谐波分量提高到四倍频。

对于图3所示的单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，要想消除二倍频谐波电流，需根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中实现，三倍频共模电压由三倍频共模电流与桥臂电抗的乘积得到，如图4所示，为本发明的单角型联接的高压直挂储能功率变换系统的控制结构示意图(基于桥臂电抗计算三倍频共模电压)；P _ref，Q _ref—有功无功参考值；i _d、i _q—三相交流侧输出电流的d、q轴分量；u _sd、u _sq—三相电网电压的d、q轴分量；θ _p—锁相环输出的角度；u _sdref0、u _sqref0—不注入三倍频共模电流时的交流侧调制电压的d、q轴分量；u _xref0—不注入三倍频共模电流时的三相交流侧的调制电压；u _xref—注入三倍频共模电流时的三相桥臂的调制电压；u ₃—注入三倍频共模电流所需的三倍频调制电压。实现方法包括以下步骤：

1)首先，提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0(电流内环控制的输出)，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1，为：

2)其次，计算相角δ ₁和

的值，分别为：

3)相桥臂电流中的基频分量由其基频调制电压控制，相桥臂电流中的三倍频分量须通过在相桥臂的基频调制电压中叠加三倍频调制电压得到；

利用下式计算三相交流侧的调制电压：

4)利用下式得到最终的三相桥臂的调制电压：

式中：L为相桥臂电感；θ _p表示锁相环输出的角度。

参照图3所示，对于单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，若要消除二倍频谐波电流，需根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中实现。三倍频共模电压除了可以由三倍频共模电流与桥臂电抗的乘积得到，还可以基于比例积分调节器(PI调节器)，还可以基于比例积分调节器进行闭环控制得到，如图5所示，为本发明的单角型联接的高压直挂储能功率变换系统的控制结构示意图(基于PI调节器计算三倍频共模电压)；P _ref，Q _ref—有功无功参考值；i _d、i _q—三相交流侧输出电流的d、q轴分量；u _sd、u _sq—三相电网电压的d、q轴分量；θ _p—锁相环输出的角度；u _sdref0、u _sqref0—不注入三倍频共模电流时的交流侧调制电压的d、q轴分量；u _xref0—不注入三倍频共模电流时的三相交流侧的调制电压；u _xref—注入三倍频共模电流时的三相桥臂的调制电压；u ₃—注入三倍频共模电流所需的三倍频调制电压。实现方法包括以下步骤：

(1)提取如图3所示的单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤三个桥臂的电流值，根据采集的电流值实时计算三倍频共模电流i _z，计算方法为：i _z＝(i _aa+i _ab+i _ac)/3；其中，i _aa，i _ab和i _ac分别表示A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂内的电流。

(2)将i _z延迟90°输出，即延迟T/4的时间(T表示工频周期)，得到i _zβ，即i _zβ表示将三倍频共模电流i _z延迟T/4的时间后得到的三倍频共模电流的虚拟β轴分量。

(3)计算i _z在同步旋转坐标系中的虚拟电流矢量的d、q轴分量i _zd、i _zq，计算方法为：

式中：θ _p表示锁相环输出的角度。

(4)提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0(电流内环控制的输出)，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1，为：

(5)计算相角δ ₁和

的值，分别为：

(6)分别将i _zd和i _zq与其参考值

做差比较后，送入PI调节器。

(7)在各自的PI调节器输出上引入3ωLi _zq和3ωLi _zd以消除d、q轴耦合部分，得到三倍频共模电流的d、q轴参考电压，分别记为u _zdref和u _zqref。

(8)利用下式得到三相交流侧的调制电压：

(9)利用下式得到最终的三相桥臂的调制电压：

参照图3所示，对于单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤，注入三倍频共模电压后，A相桥臂的桥臂电流为：

当

(系统运行在纯无功输出或输入模式)时，A相的桥臂电流为：

因此，对于单角型联接的高压直挂储能功率变换系统，注入三倍频共模电流后的桥臂电流幅值最大为系统交流侧输出电流幅值的1.15倍。

参照图3所示，对于单角型联接的高压直挂储能功率变换系统，当构建额定容量为S(单位：MWh)的储能功率变换系统时，满足：

I _PT＝(1.73～2.31)I _vm1。

本发明采用三倍频共模电气量注入的方式来消除功率模块直流母线中的二倍频谐波电流时，会引入四倍频谐波电流分量，此时可以采用五倍频共模电气量注入的方式来消除所引入的四倍频谐波电流分量。此时又会在功率模块直流母线中引入六倍频谐波电流分量，则可以继续采用注入七倍频共模电气量的方式来消除所引入的五倍频谐波电流分量。此时又会在功率模块直流母线中引入八倍频谐波电流分量，则可以继续采用注入九倍频共模电气量的方式来消除所引入的八倍频谐波电流分量，以此类推。

单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤和单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤可以分别作为基础功率变换单元来组成混合功率变换系统，然后每个基础功率单元可以采用适用于本单元的共模电气量注入方法来消除各自功率模块直流母线中的倍频电流。

参照图6所示，对于双星型的高压直挂储能功率变换系统，该系统相当于两个单星型联接的高压直挂储能功率变换系统通过电感在交流侧并联组成的混合高压直挂储能功率变换系统。此时这两个单星型联接的高压直挂储能功率变换系统均可以通过三倍频共模电压注入的方法来消除各自功率模块直流母线中的二次谐波电流，三倍频共模电压注入的原理相同；同样的，对于双角型联接的高压直挂储能功率变换系统，此时这两个单角型的高压直挂储能功率变换系统均可以通过三倍频共模电流注入的方法来消除各自功率模块直流母线中的二次谐波电流，三倍频共模电流注入的原理相同。

参照图7所示，对于M个单星型联接的高压直挂储能功率变换系统通过电感在交流侧并联组成的混合高压直挂储能功率变换系统。此时，M个单星型联接的高压直挂储能功率变换系统均可以通过三倍频共模电压注入的方法来消除各自功率模块直流母线中的二次谐波电流，三倍频共模电压注入的原理相同。

参照图8所示，对于M个单角型联接的高压直挂储能功率变换系统通过电感在交流侧并联组成的混合高压直挂储能功率变换系统。此时，M个单角型联接的高压直挂储能功率变换系统均可以通过三倍频共模电流注入的方法来消除各自功率模块直流母线中的二次谐波电流，三倍频共模电流注入的原理相同。

参照图9所示，对于M1个单星型联接的高压直挂储能功率变换系统和M2个单角型联接的高压直挂储能功率变换系统通过电感在交流侧并联组成的混合高压直挂储能功率变换系统。此时，M1个单星型联接的高压直挂储能功率变换系统均可以通过三倍频共模电压注入的方法来消除各自功率模块直流母线中的二次谐波电流，三倍频共模电压注入的原理相同；M2个单角型联接的高压直挂储能功率变换系统均可以通过三倍频共模电流注入的方法来消除各自功率模块直流母线中的二次谐波电流，三倍频共模电流注入的原理相同。

为了更好地对本发明方法中采用的技术效果加以验证说明，基于PSCAD/EMTDC仿真平台分别搭建了单星型联接和单角型联接的高压直挂储能功率变换系统。为简单起见，功率模块中的滤波器采用L型低通滤波器。图10和图11给了单星型联接的高压直挂储能功率变换系统的仿真结果，仿真参数如表1所示。

表1单星型联接的高压直挂储能功率变换系统的仿真参数

电网相电压U _m	28.57kV
每相级联子模块数	80
交流侧滤波电感L _ac	20mH
直流母线滤波电感	2.5mH
直流母线滤波电容	9mF
电池簇额定电压U _dc	864V
电池簇容量I _bat	85Ah
控制周期	50us

图12和图14给了单角型联接的高压直挂储能功率变换系统的仿真结果，仿真参数如表2所示。

表2单角型联接的高压直挂储能功率变换系统的仿真参数

图10给出了单星型联接的高压直挂储能功率变换系统不注入三倍频共模电压时的仿真结果。第一幅至四幅子图为分别为：有功无功功率、A相调制电压、A相电池电流(取10个)、A相功率模块直流侧电容的电压(取10个)。可以看出，调制电压为标准的正弦波，电池中流过幅值为0.03kA的二倍频谐波电流，且直流侧电容的电压中存在明显的二倍频脉动。

图11给出了单星型联接的高压直挂储能功率变换系统注入三倍频共模电压时的仿真结果。可以看出，调制电压为不再是标准的正弦波，电池中仅流过幅值为0.007kA的四倍频谐波电流，同时直流侧电容电压中的二倍频波动被完全抑制，脉动电压幅值也大幅减小。

图12给出了单角型联接的高压直挂储能功率变换系统不注入三倍频共模电流时的仿真结果。可以看出，相桥臂电流为标准的正弦波，电池中流过幅值为0.03kA的二倍频谐波电流，且直流侧电容的电压中存在明显的二倍频脉动。

图13给出了单角型联接的高压直挂储能功率变换系统注入三倍频共模电流时的仿真结果(基于桥臂电抗计算三倍频共模电压)。可以看出，相桥臂电流不再是标准的正弦波，电池电流中的二倍频分量被完全消除，仅流过幅值为0.007kA的四倍频谐波电流，同时直流侧电容电压中的二倍频波动被完全抑制，电压脉动幅值也大幅减小。

图14给出了单角型联接的高压直挂储能功率变换系统注入三倍频共模电流时的仿真结果(基于PI调节器计算三倍频共模电压)。可以看出，相桥臂电流同样不再是标准的正弦波，电池中仅流过幅值为0.007kA的四倍频谐波电流，直流侧电容的电压中不存在二倍频波动，电压脉动幅值得到较好的抑制。

本发明实施例提供了一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法及系统，对于单星型联接的高压直挂储能功率变换系统，通过向变换器的桥臂调制电压中注入设定的三倍频共模电压，可以将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，实现方法为直接在桥臂调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压；对于单角型联接的高压直挂储能功率变换系统，通过向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，可以将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，实现方法为根据设定的三倍频共模电流计算所需的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中。同时，继续注入五倍频的共模电气量可以将功率模块直流母线电流中的四倍频分量提升到更高倍频，以至完全消除所有的倍频电流。将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提升到高倍频之后，一方面，在谐波电流幅值相同的情况下，可以大幅减小功率模块对无源滤波器的需求，因而提升整个功率变换系统的功率密度。另一方面，在使用相同的无源滤波器时，可以大幅减小谐波电流幅值，从而提高电池的使用寿命。

本领域技术人员知道，除了以纯计算机可读程序代码方式实现本发明提供的系统及其各个装置、模块、单元以外，完全可以通过将方法步骤进行逻辑编程来使得本发明提供的系统及其各个装置、模块、单元以逻辑门、开关、专用集成电路、可编程逻辑控制器以及嵌入式微控制器等的形式来实现相同功能。所以，本发明提供的系统及其各项装置、模块、单元可以被认为是一种硬件部件，而对其内包括的用于实现各种功能的装置、模块、单元也可以视为硬件部件内的结构；也可以将用于实现各种功能的装置、模块、单元视为既可以是实现方法的软件模块又可以是硬件部件内的结构。

与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：

(1)与传统的在功率模块中增大无源滤波器来抑制二次谐波电流的方法相比，本方法能够从根本上消除功率模块直流母线中的二次谐波电流，从而减小系统对无源滤波器的需求，有利于系统功率密度的提高；

(2)与在功率模块中增加一级DC/DC双向变换器的方法相比，本方法不需要增加额外的硬件设备，也不改变原来的拓扑结构，因此从整体上降低了系统成本和复杂程度，有利于可靠性的提高；

(3)额外增加的控制环节所需要的电气量可以从系统传统的控制环节中提取，不需要增加额外的传感器等硬件设备。所提控制策略可以实现所有工况的在线实时控制，且不会影响功率变换系统的其他功能特性，控制环节简单、易于实现；

(4)所提方法不仅适用于单型星或单角型的拓扑结构，对以单型星或单角型为基础功率变换单元组成的混合系统仍然适用，因此适用性更强。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。在不冲突的情况下，本申请的实施例和实施例中的特征可以任意相互组合。

Claims

一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，包括：

单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤：向变换器的桥臂调制电压中注入设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，直接在桥臂调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压；

单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤：向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，根据设定的三倍频共模电流计算所需的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中；

针对注入三倍频共模电气量之后额外增加的四倍频电流谐波分量，继续注入相应的五倍频共模电气量将其提升到六倍频，以此类推，以至完全消除功率模块直流母线电流中的所有倍频电流。
根据权利要求1所述的消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，所述单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤包括：通过向变换器的桥臂调制电压中叠加设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的二倍频谐波分量完全消除，具体为：

交流侧电网电压为：

式中：u _sx表示三相电网电压，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；U _m表示电网电压的幅值；ω表示电网角频率；t表示时间。
根据权利要求2所述的消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，所述单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤包括：

通过在每相桥臂的调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压来实现二倍频谐波的完全消除，实现方法包括以下步骤：

首先，提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1和桥臂调制电压的幅值U _vm1，为：

其次，计算相角δ ₁和
的值，分别为：

最后，得到三相桥臂的调制电压：

式中：u _xref表示注入三倍频共模电压后的三相桥臂的调制电压，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；θ _p表示锁相环输出的角度。
根据权利要求2所述的消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，所述单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤中注入三倍频共模电压后，A相桥臂调制电压u _aref重新写成：

其中，
表示交流侧输出电流与电网电压之间的相角差；U _vm1表示桥臂基频调制电压的幅值，δ ₁表示该调制电压与电网电压之间的相角差；

当
时，A相桥臂的调制电压为：

u _aref＝U _vm1cos(ωt)+U _vm1cos(3ωt)

当ωt＝0时，桥臂调制电压幅值取得所有工况下的最大值，该最大值为：

(u _aref) _max＝2U _vm1≈2U _m

对于单星型联接的高压直挂储能功率变换系统，注入三倍频共模电压后的调制电压幅值最大为电网电压幅值的两倍。
根据权利要求4所述的消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，所述单星型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，设功率模块的电池簇的容量为I _bat，当构建额定容量为S的储能功率变换系统时，满足：

式中：U _dc表示电池簇的额定直流电压；N表示每个桥臂所包含的功率模块数目；

设市场上获得的I _bat的最大值为I _lim，若满足：

则注入三倍频共模电压时，每相桥臂所包含的功率模块数目设计为：

式中：M表示功率变换系统的调制比，一般选择为：0.7<M<0.9；

当I _lim满足：

每相桥臂所包含的功率模块数目设计为：
根据权利要求1所述的消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，所述单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，通过向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的二倍频谐波分量完全消除，根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中来实现，具体为：

交流侧电网电压写成：

式中：u _sx表示三相电网电压，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；U _m表示电网电压的幅值；ω表示电网角频率；t表示时间；

三相交流侧的输出电流为：

式中：i _x表示功率变换系统交流侧的输出电流，下标x＝a，b，c，分别表示A，B，C三相；I _vm1表示交流侧电流的幅值；
表示交流侧输出电流与电网电压之间的相角差。
根据权利要求6所述的消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，所述单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，若要消除二倍频谐波电流，需根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中实现，三倍频共模电压由三倍频共模电流与桥臂电抗的乘积得到，实现方法包括以下步骤：

首先，提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1，为：

其次，计算相角δ ₁和
的值，分别为：

相桥臂电流中的基频分量由其基频调制电压控制，相桥臂电流中的三倍频分量须通过在相桥臂的基频调制电压中叠加三倍频调制电压得到；

利用下式计算三相交流侧的调制电压：

利用下式得到最终的三相桥臂的调制电压：

式中：L为相桥臂电感；θ _p表示锁相环输出的角度。
根据权利要求6所述的消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，所述单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤中，若要消除二倍频谐波电流，需根据设定的三倍频共模电流得到相应的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中实现，三倍频共模电压还可以基于比例积分调节器进行闭环控制得到，实现方法包括以下步骤：

1)提取单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤三个桥臂的电流值，根据采集的电流值实时计算三倍频共模电流i _z，计算方法为：i _z＝(i _aa+i _ab+i _ac)/3；其中，i _aa，i _ab和i _ac分别表示A相桥臂、B相桥臂和C相桥臂内的电流；

2)将i _z延迟90°输出，即延迟T/4的时间，得到i _zβ，即i _zβ表示将三倍频共模电流i _z延迟T/4的时间后得到的三倍频共模电流的虚拟β轴分量；

3)计算i _z在同步旋转坐标系中的虚拟电流矢量的d、q轴分量i _zd、i _zq，计算方法为：

式中：θ _p表示锁相环输出的角度；

4)提取功率变换系统交流侧输出电流的d、q轴分量i _d和i _q，与其调制电压的d、q轴分量u _dref0和u _qref0，根据下式计算交流侧输出电流的幅值I _vm1，为：

5)计算相角δ ₁和
的值，分别为：

6)分别将i _zd和i _zq与其参考值

做差比较后，送入PI调节器；

7)在各自的PI调节器输出上引入3ωLi _zq和3ωLi _zd以消除d、q轴耦合部分，得到三倍频共模电流的d、q轴参考电压，分别记为u _zdref和u _zqref；

8)利用下式得到三相交流侧的调制电压：

9)利用下式得到最终的三相桥臂的调制电压：
根据权利要求6所述的消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能方法，其特征在于，所述单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤，注入三倍频共模电压后，A相桥臂的桥臂电流为：

当
时，A相的桥臂电流为：

当ωt＝2/3π时，A相的桥臂电流取得所有工况下的最大值，最大值为：

对于单角型联接的高压直挂储能功率变换系统，注入三倍频共模电流后的桥臂电流幅值最大为系统交流侧输出电流幅值的1.15倍；

对于单角型联接的高压直挂储能功率变换步骤，当构建额定容量为S的储能功率变换系统时，满足：

注入三倍共模电流后，在对高压直挂储能功率变换系统的开关器件进行选型时，若考虑0.5倍至1倍的电流裕量，则其开关器件的电流等级应选为：

I _PT＝(1.73～2.31)I _vm1

式中：I _PT表示高压直挂储能功率变换系统的开关器件的电流定额。
一种消除电池充放电倍频电流的高压直挂储能系统，其特征在于，包括：

单星型联接的高压直挂储能功率变换模块：向变换器的桥臂调制电压中注入设定的三倍频共模电压，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，直接在桥臂调制电压中叠加所设定的三倍频共模电压；

单角型联接的高压直挂储能功率变换模块：向变换器的桥臂中注入设定的三倍频共模电流，将功率模块直流母线电流中的谐波次数由二倍频提高到四倍频，根据设定的三倍频共模电流计算所需的三倍频共模电压，并将其叠加到桥臂调制电压中；

针对注入三倍频共模电气量之后额外增加的四倍频电流谐波分量，继续注入相应的五倍频共模电气量将其提升到六倍频，以此类推，以至完全消除功率模块直流母线电流中的所有倍频电流。