CN115622424A - 两级式三电平ac/dc变换器直流母线二次纹波电压抑制方法 - Google Patents

两级式三电平ac/dc变换器直流母线二次纹波电压抑制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115622424A
CN115622424A CN202211173844.7A CN202211173844A CN115622424A CN 115622424 A CN115622424 A CN 115622424A CN 202211173844 A CN202211173844 A CN 202211173844A CN 115622424 A CN115622424 A CN 115622424A
Authority
CN
China
Prior art keywords
converter
stage
level
capacitor
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202211173844.7A
Other languages
English (en)
Inventor
黄珺
李凯
何许国
霍鹏冲
王寓
朱鸿波
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hebei University of Technology
Original Assignee
Hebei University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hebei University of Technology filed Critical Hebei University of Technology
Priority to CN202211173844.7A priority Critical patent/CN115622424A/zh
Publication of CN115622424A publication Critical patent/CN115622424A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer

Abstract

本发明为一种两级式三电平AC/DC变换器直流母线二次纹波电压抑制方法，变换器包括网侧电感、前级三电平AC‑DC变换器、分裂电容单元和后级三电平DC‑DC变换器；前级三电平AC‑DC变换器的输入端通过网侧电感与电网侧连接，输出端通过分裂电容单元与后级三电平DC‑DC变换器的输入端连接，后级三电平DC‑DC变换器的输出端通过滤波电容与负载连接。前级三电平AC‑DC变换器的电压电流双闭环控制过程中在电网电流中加入少量三次谐波，使系统输入产生四次纹波功率，以抵消直流母线上的四次纹波功率，彻底消除直流母线电压的低频波动；后级三电平DC‑DC变换器通过占空比控制和移相调制使分裂电容单元在吸收二次纹波功率以消除直流母线二次纹波电压的同时通过调整高频变压器原副边的桥间移相角，实现系统功率恒定输出。

Description

两级式三电平AC/DC变换器直流母线二次纹波电压抑制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体是一种两级式三电平AC/DC变换器直流母线二次纹波电压抑制方法。
背景技术
单相交流-直流变换器作为交流负载或单相交流电网与直流负载或直流电源之间的接口设备，承担着单相交直流电能相互转换的职责，在电力电子领域具有广泛的应用。然而，单相直流-交流能量转换系统存在一个固有问题：直流侧和交流侧功率的不匹配，即交流侧的二倍频功率波动会造成直流侧电压出现二倍频分量。
为了解决功率波动问题，传统的解决方案是采用无源功率解耦策略，即增大变换器内部的电容电感值，将二次纹波抑制在合理范围内，使其不影响系统的工作。该方法被证明有效，但是会带来系统体积过大、成本高、可靠性差等问题。
为克服无源功率解耦方案的不足，有源功率解耦方案受到广泛关注，其实施方法是在原有变换器的基础上加入功率解耦电路，利用功率解耦电路内部的储能器件吸收功率波动，消除了变换器内部二次频纹波的不良影响，虽然避免了电解电容及大电感的使用，但是该类方法大多需要添加额外的功率解耦电路，成本高且功率密度并没有下降。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明拟解决的技术问题是，提供一种两级式三电平AC/DC变换器直流母线二次纹波电压抑制方法。
本发明解决所述技术问题采用的技术方案如下：
一种两级式三电平AC/DC变换器直流母线二次纹波电压抑制方法，该方法涉及的变换器包括网侧电感、前级三电平AC-DC变换器、分裂电容单元和后级三电平DC-DC变换器；前级三电平AC-DC变换器的输入端通过网侧电感与电网侧连接，输出端通过分裂电容单元与后级三电平DC-DC变换器的输入端连接，后级三电平DC-DC变换器的输出端通过滤波电容与负载连接；前级三电平AC-DC变换器包括开关器件Q1～Q8，开关器件Q1～Q4组成一个桥臂，开关器件Q5～Q8组成另一个桥臂；分裂电容单元包括电容C1～C4和滤波电感Lf1、Lf2，后级三电平DC-DC变换器包括开关器件Q9～Q16、隔直电容Cb1～Cb2、高频电感Lt和高频变压器T1；电容C1的正极接前级三电平AC-DC变换器的一端，电容C1的负极接电容C2的正极，电容C2的负极接电容C3的正极，电容C3的负极接电容C4的正极，电容C4的负极接前级三电平AC-DC变换器的另一端，滤波电感Lf1的一端与电容C1和电容C2的连接点连接，另一端与后级三电平DC-DC变换器的开关器件Q9和Q10的连接点连接，滤波电感Lf2的一端与电容C3和电容C4的连接点连接，另一端与后级三电平DC-DC变换器的开关器件Q11和Q12的连接点连接；后级三电平DC-DC变换器的开关器件Q9～Q12串联，开关Q9的漏极与电容C1的正极连接，开关器件Q12的源极与电容C4的负极连接，隔直电容Cb1的一端与开关器件Q9和Q10的连接点连接，另一端与高频电感Lt的一端连接，高频电感Lt的另一端与高频变压器T1原边的一端连接，高频变压器T1原边的另一端与开关器件Q11与Q12的连接点连接，开关器件Q13、Q14串联构成一个桥臂，开关器件Q15、Q16串联构成另一个桥臂，滤波电容与两桥臂并联；隔直电容Cb2的一端与高频变压器T1副边的一端连接，另一端与开关器件Q13、Q14的连接点连接，高频变压器T1副边的另一端与开关器件Q15、Q16的连接点连接；该方法包括前级三电平AC-DC变换器的电压电流双闭环控制和后级三电平DC-DC变换器的占空比与移相角控制；通过前级三电平AC-DC变换器的电压电流双闭环控制，得到调制电压
Figure BDA0003863432460000021
即前级三电平AC-DC变换器交流侧的参考电压，表达式为：
Figure BDA0003863432460000022
式中，vg(t)为电网电压，ig(t)为电网电流，ω为工频角频率，Lg为网侧电感，
Figure BDA0003863432460000023
为电网电流基波幅值的参考值，K3为三次谐波的幅值与基波幅值之比，Ki为电流内环的比例系数，t为时间变量；
将调制电压
Figure BDA0003863432460000024
通过SPWM调制生成开关器件Q1～Q8的占空比信号，根据占空比信号对开关器件Q1～Q8进行控制，以实现对直流母线电压直流分量的调节；
后级三电平DC-DC变换器的占空比与移相角控制过程为：首先通过电压电流双闭环控制得到开关器件Q9的占空比；接着，根据开关器件Q10与Q9的占空比互补，开关器件Q11与Q9的占空比相同只是在开关周期内相位相差180°，Q12与Q11的占空比互补，得到开关器件Q10～Q12的开关信号；然后根据式(2)和(3)计算桥间移相比D；
Figure BDA0003863432460000025
Figure BDA0003863432460000026
其中，Po为系统输出功率，α1为开关器件Q9的占空比，Vdc_link为直流母线电压采样值，n为高频变压器原边与副边的匝数比，Ts为开关周期，Uout为负载电压，Lt为高频电感感值；
最后，根据开关器件Q13的占空比与Q9的占空比相同，只是在开关周期内存在一个移相角，将开关器件Q13与Q9之间的移相角调节为360°·D；开关器件Q14与Q13互补，开关器件Q15与Q14占空比相同只是在开关周期内相位相差180°，Q16与Q15互补，得到开关器件Q13～Q16的开关信号。
进一步的，分裂电容单元的各个电容电压为：
Figure BDA0003863432460000031
其中，ω为工频角频率，θ为电容电压与电网电压之间的相位差，Vc为电容电压的幅值，uc1(t)、uc2(t)、uc3(t)、uc4(t)分别表示电容C1、C2、C3、C4的电压；
电容电压与电网电压之间的相位差θ和电容电压的幅值Vc分别为：
Figure BDA0003863432460000032
Figure BDA0003863432460000033
分裂电容单元的4个电容的容值需满足：
Figure BDA0003863432460000034
其中，Cf为电容C1与C2的总容值，Vg为电网电压幅值，Lf1滤波电感Lf1的取值。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
1.本发明设计了分裂电容单元，通过分裂电容单元连接前级二极管箝位式三电平AC-DC变换器与后级三电平DC-DC变换器。分裂电容单元包括两个滤波电感和四个电容，利用分裂电容单元支撑直流母线电压的同时，吸收系统的二次纹波功率。前级电路通过对直流母线电压和电网电流的双闭环控制实现了对直流母线电压的控制，由于分裂电容单元的四个电容大小不相等，因此会有少量的四次纹波功率在直流母线上滞留，故在电网电流中加入少量三次谐波，使系统输入产生四次纹波功率，以抵消直流母线上的四次纹波功率，彻底消除了直流母线电压的低频波动，使直流母线电压更加稳定。
2.后级三电平DC-DC变换器通过占空比控制和移相调制使分裂电容单元在吸收二次纹波功率的同时通过调整高频变压器原副边的桥间移相角，实现系统功率恒定输出，消除了直流母线电压的二次纹波电压，减小了直流母线侧的电容容值，减小了功率管的电压应力，增大了功率密度，解决了传统消除二次纹波电压方法时存在的经济性差和功率密度低的问题。
3.传统的两级式变换器通过在前级变换器与后级变换器之间添加功率解耦电路(参见图6)，通过控制功率解耦电路中两个功率开关管的占空比，将直流母线上所滞留的二次纹波功率转移至解耦电容Cf上，使直流母线电压上不会产生二次纹波电压。
附图说明
图1是本发明的两级式三电平AC/DC变换器的拓扑结构图；
图2是本发明的前级三电平AC-DC变换器的控制流程图；
图3是本发明的后级三电平DC-DC变换器的控制流程图；
图4(a)、(b)、(c)是当MOSFET功率管Q9的占空比α1<0.5且桥间移相比分别为0<D<0.5-α1、0.5-α1<D<α1、α1<D<0.5时，三电平DC-DC变换器移相调制中各个MOSFET功率管在一个开关周期内的驱动信号波形及工作波形；
图4(d)、(e)、(f)是当MOSFET功率管Q9的占空比α1>0.5且移相比分别为0<D<α1-0.5、α1-0.5<D<1-α1、1-α1<D<0.5时，三电平DC-DC变换器移相调制中各个MOSFET功率管在一个周期内的驱动信号波形及工作波形；
图5是采用本发明控制方法时电网电压、电网电流、系统输入功率与输出功率、分裂电容单元吸收功率、分裂电容单元各个电容电压以及直流母线电压的波形图；
图6是传统两级式变换器的控制示意图。
具体实施方式
下面将结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进行详细描述，但并不以此限定本申请的保护范围。
图1为本发明的两级式三电平AC/DC变换器的拓扑结构，包括网侧电感Lg、二极管箝位式三电平AC-DC变换器、分裂电容单元、三电平DC-DC变换器和直流输出侧滤波电容CO；二极管箝位式三电平AC-DC变换器的输入端通过网侧电感Lg与电网侧连接，二极管箝位式三电平AC-DC变换器的输出端与分裂电容单元连接，分裂电容单元同时与三电平DC-DC变换器的输入端连接，三电平DC-DC变换器的输出端通过直流输出侧滤波电容CO与负载连接；
网侧电感用于滤除电网电流的谐波，二极管箝位式三电平AC-DC变换器用于将电网侧的交流电转换为直流电或并网时将直流母线侧的直流电转换为交流电，并维持直流母线电压；分裂电容单元用于消除直流母线电压的二次纹波电压，同时支撑直流母线电压；三电平DC-DC变换器在传输功率的同时调制分裂电容单元上各个电容电压波形；直流输出侧滤波电容抑制直流输出侧电压谐波并支撑直流侧电压。
其中，二极管箝位式三电平AC-DC变换器包括八个MOSFET功率管Q1～Q8和四个箝位二极管D1～D4，分裂电容单元包括四个电容C1～C4和滤波电感Lf1～Lf2，三电平DC-DC变换器包括八个MOSFET功率管Q9～Q16、隔直电容Cb1～Cb2、高频电感Lt和高频变压器T1；
二极管箝位式三电平AC-DC变换器中的MOSFET功率管Q1、Q2、Q3、Q4串联构成一个桥臂，该桥臂上串联连接两个箝位二极管D1和D2；MOSFET功率管Q5、Q6、Q7、Q8串联构成另一个桥臂，该桥臂上串联连接两个箝位二极管D3和D4，每个桥臂所连接的两个箝位二极管的中点与中性点O相连接；二极管箝位式三电平AC-DC变换器的一个桥臂中点a通过网侧电感Lg与电网侧的正极连接，电网侧的负极与二极管箝位式三电平AC-DC变换器的另一个桥臂中点b连接；
分裂电容单元中电容C1的正极接二极管箝位式三电平AC-DC变换器的一端，电容C1的负极接电容C2的正极，电容C2的负极接电容C3的正极，电容C3的负极接电容C4的正极，电容C4的负极接二极管箝位式三电平AC-DC变换器的另一端，滤波电感Lf1的一端与电容C1和电容C2的连接点连接，另一端与三电平DC-DC变换器的MOSFET功率管Q9和Q10的连接点连接，滤波电感Lf2的一端与电容C3和电容C4的连接点连接，另一端与三电平DC-DC变换器的MOSFET功率管Q11和Q12的连接点连接，电容C2和电容C3的连接点记为中性点O；三电平DC-DC变换器的MOSFET功率管Q9、Q10、Q11、Q12串联，MOSFET功率管Q9的漏极与电容C1的正极连接，MOSFET功率管Q12的源极与电容C4的负极连接，MOSFET功率管Q10与MOSFET功率管Q11的连接点与中性点O相连接，隔直电容Cb1的一端与MOSFET功率管Q9和Q10的连接点连接，另一端与高频电感Lt的一端连接，高频电感Lt的另一端与高频变压器T1原边的一端连接，高频变压器T1原边的另一端与MOSFET功率管Q11与Q12的连接点连接，MOSFET功率管Q13、Q14串联构成一个桥臂，MOSFET功率管Q15、Q16串联构成另一个桥臂，直流输出侧滤波电容CO与两桥臂并联，隔直电容Cb2的一端与高频变压器T1副边的一端连接，另一端与MOSFET功率管Q13、Q14的连接点连接，高频变压器T1副边的另一端与MOSFET功率管Q15、Q16的连接点连接。
本发明的关键在于根据系统的瞬时功率平衡，让分裂电容单元完全吸收二次纹波功率，使三电平DC-DC变换器仅传输直流功率，从而使二次纹波功率不在直流母线上滞留，实现直流母线电压无二倍频振荡；两级式三电平AC/DC变换器直流母线二次纹波电压抑制方法包括两方面内容，一方面是前级三电平AC-DC变换器的电压电流双闭环控制，即根据二极管箝位式三电平AC-DC变换器，采用电压电流双闭环控制且在电网电流中加入少量三次谐波，主要目的是实现系统功率平衡，即Pc+Po＝Pin，Pc表示分裂电容单元吸收功率，Po表示系统输出功率，Pin表示系统输入功率；同时避免后级三电平DC-DC变换器的占空比和移相角控制在消除二次纹波电压时所产生的少量四次纹波电压的影响，使直流母线电压更加稳定；另一方面是后级三电平DC-DC变换器的占空比和移相角控制，即根据三电平DC-DC变换器，采用占空比和移相角控制，将分裂电容单元的上、下两组电容电压纹波控制为互补状态，在消除直流母线电压的二次纹波电压的同时，进行恒定功率输出。
如图2所示，前级三电平AC-DC变换器的电压电流双闭环控制过程为：对直流母线电压、电网电压和电网电流进行实时采样，将给定的直流母线电压稳态平均值
Figure BDA0003863432460000051
与直流母线电压采样值Vdc_link作差，得到直流母线电压差值ΔVdc_link；直流母线电压差值ΔVdc_link经过电压环PI调节器后，得到电网电流基波幅值的参考值
Figure BDA0003863432460000052
电网电压vg(t)通过锁相环PLL得到电网电压相位ωt，一方面，电网电压相位经过正弦运算后，再与电网电流基波幅值的参考值
Figure BDA0003863432460000053
相乘，得到电网电流基波瞬时值的参考值
Figure BDA0003863432460000054
将电网电流基波幅值的参考值
Figure BDA0003863432460000055
乘以K3倍得到电网电流三次谐波幅值的参考值
Figure BDA0003863432460000056
另一方面，电网电压相位乘以3并加上
Figure BDA0003863432460000061
得到电网电流三次谐波的相位
Figure BDA0003863432460000062
电网电流三次谐波相位通过正弦运算后，再与电网电流三次谐波幅值的参考值
Figure BDA0003863432460000063
相乘，得到电网电流三次谐波瞬时值的参考值
Figure BDA0003863432460000064
将电网电流三次谐波瞬时值的参考值
Figure BDA0003863432460000065
与电网电流基波瞬时值的参考值
Figure BDA0003863432460000066
相加，再与实际采样得到的电网电流ig(t)相减，得到电流误差；电流误差经过电流内环的比例调节后，得到误差调节项
Figure BDA0003863432460000067
网侧电感电压的计算公式为
Figure BDA0003863432460000068
流过网侧电感的电流iL即为电网电流，因此将电网电流的参考值
Figure BDA0003863432460000069
代入网侧电感电压计算式，得到网侧电感电压
Figure BDA00038634324600000610
根据整流器交流侧稳态关系，得到调制电压
Figure BDA00038634324600000611
即二极管箝位式三电平AC-DC变换器交流侧的参考电压，表达式为：
Figure BDA00038634324600000612
式中，vg(t)为电网电压，ig(t)为电网电流，K3为三次谐波的幅值与基波幅值之比，ω为工频角频率，Lg为网侧电感，Ki为电流内环的比例系数，t为时间变量；
将调制电压
Figure BDA00038634324600000618
通过SPWM调制生成MOSFET功率管Q1～Q8的占空比信号，对二极管箝位式三电平AC-DC变换器的八个MOSFET功率管Q1～Q8进行控制，以实现对直流母线电压直流分量的调节。
如图3所示，后级三电平DC-DC变换器的占空比和移相角控制，外环为纹波电压环，只需要控制直流母线电压中的二次纹波分量，故选用PR控制器(比例谐振控制器)跟踪直流母线电压中的二次纹波电压，具体实现过程为：对直流母线电压和滤波电感Lf1的电流进行实时采样，将直流母线电压采样值Vdc_link与给定的直流母线电压稳态平均值
Figure BDA00038634324600000613
作差，得到直流母线电压差值ΔVdc_link，即直线母线电压中的二次纹波电压；将二次纹波电压ΔVdc_link与二次纹波电压基准值
Figure BDA00038634324600000614
作差，得到二次纹波电压误差Vrip_error；由于本发明的目的是消除二次纹波电压，因此将二次纹波电压基准值
Figure BDA00038634324600000615
设置为0，再将二次纹波电压误差Vrip_error输入PR控制器中，生成解耦电流，即流过滤波电感Lf1的电流参考值
Figure BDA00038634324600000616
将滤波电感Lf1的电流参考值
Figure BDA00038634324600000617
与采样的滤波电感Lf1电流值iLf作差，得到滤波电感Lf1的电流误差iLf_error；由于滤波电感Lf1的电流并不需要严格的正弦化，因此仅选用比例控制器即可实现较快的响应，故将滤波电感Lf1的电流误差iLf_error输入到比例控制器中，输出MOSFET功率管Q9的占空比α1的交流分量，由于要保证分裂电容单元上各个电容上的电压直流分量相等，因此设置占空比α1的直流分量为0.5；将占空比α1的交流分量与直流分量相加得到完整的开关信号，即MOSFET功率管Q9的占空比α1；
再根据MOSFET功率管Q10与Q9的占空比互补，MOSFET功率管Q11与Q9的占空比相同只是在开关周期内相位相差180°，Q12与Q11的占空比互补，可得MOSFET功率管Q10、Q11、Q12的开关信号；然后再根据桥间移相比D(MOSFET功率管Q9与Q13之间的移相角与360°的比值)、MOSFET功率管Q9的占空比α1与系统输出功率Po之间的关系式，计算桥间移相角；图4(a)～(f)为MOSFET功率管Q9的占空比分别小于0.5和大于0.5时，三电平DC-DC变换器的各个MOSFET功率管在一个开关周期内的驱动信号波形和工作波形，根据该工作波形可得桥间移相比、MOSFET功率管Q9的占空比与系统输出功率之间的关系式为：
Figure BDA0003863432460000071
Figure BDA0003863432460000072
其中，n为高频变压器原边与副边的匝数比，Ts为开关周期，Uout为负载电压，Lt为高频电感；
通过移相模块根据三电平DC-DC变换器各个MOSFET功率管的开关规律，生成位于高频变压器副边的MOSFET功率管Q13、Q14、Q15、Q16的开关信号；MOSFET功率管Q13的占空比与MOSFET功率管Q9的占空比相同，只是在开关周期内存在一个移相角，移相模块将MOSFET功率管Q13与MOSFET功率管Q9之间的移相角调节为360°·D；MOSFET功率管Q14与Q13互补，MOSFET功率管Q15与Q14占空比相同只是在开关周期内相位相差180°，Q16与Q15互补，这样得到位于高频变压器副边的MOSFET功率管Q13、Q14、Q15、Q16的开关信号。
图5为采用本发明方法得到的电网电压vg(t)、电网电流ig(t)、系统输入功率Pin、系统输出功率Po、分裂电容单元吸收功率Pc、直流母线侧电压以及分裂电容单元的四个电容电压波形图；分裂电容单元的各个电容电压调制为：
Figure BDA0003863432460000081
其中，θ为电容电压与电网电压之间的相位差，Vc为电容电压的幅值，uc1(t)、uc2(t)、uc3(t)、uc4(t)分别表示电容C1、C2、C3、C4的电压；
根据系统功率平衡，可得式(4)中电容电压与电网电压之间的相位差θ和电容电压的幅值Vc分别为：
Figure BDA0003863432460000082
Figure BDA0003863432460000083
分裂电容单元的4个电容的容值需满足：
Figure BDA0003863432460000084
其中，Cf为电容C1与C2的总容值，Vg为电网电压幅值，Lg为网侧电感。
本发明未述及之处适用于现有技术。

Claims (2)

1.一种两级式三电平AC/DC变换器直流母线二次纹波电压抑制方法，该方法涉及的变换器包括网侧电感、前级三电平AC-DC变换器、分裂电容单元和后级三电平DC-DC变换器；前级三电平AC-DC变换器的输入端通过网侧电感与电网侧连接，输出端通过分裂电容单元与后级三电平DC-DC变换器的输入端连接，后级三电平DC-DC变换器的输出端通过滤波电容与负载连接；前级三电平AC-DC变换器包括开关器件Q1～Q8，开关器件Q1～Q4组成一个桥臂，开关器件Q5～Q8组成另一个桥臂；分裂电容单元包括电容C1～C4和滤波电感Lf1、Lf2，后级三电平DC-DC变换器包括开关器件Q9～Q16、隔直电容Cb1～Cb2、高频电感Lt和高频变压器T1；电容C1的正极接前级三电平AC-DC变换器的一端，电容C1的负极接电容C2的正极，电容C2的负极接电容C3的正极，电容C3的负极接电容C4的正极，电容C4的负极接前级三电平AC-DC变换器的另一端，滤波电感Lf1的一端与电容C1和电容C2的连接点连接，另一端与后级三电平DC-DC变换器的开关器件Q9和Q10的连接点连接，滤波电感Lf2的一端与电容C3和电容C4的连接点连接，另一端与后级三电平DC-DC变换器的开关器件Q11和Q12的连接点连接；后级三电平DC-DC变换器的开关器件Q9～Q12串联，开关Q9的漏极与电容C1的正极连接，开关器件Q12的源极与电容C4的负极连接，隔直电容Cb1的一端与开关器件Q9和Q10的连接点连接，另一端与高频电感Lt的一端连接，高频电感Lt的另一端与高频变压器T1原边的一端连接，高频变压器T1原边的另一端与开关器件Q11与Q12的连接点连接，开关器件Q13、Q14串联构成一个桥臂，开关器件Q15、Q16串联构成另一个桥臂，滤波电容与两桥臂并联；隔直电容Cb2的一端与高频变压器T1副边的一端连接，另一端与开关器件Q13、Q14的连接点连接，高频变压器T1副边的另一端与开关器件Q15、Q16的连接点连接；其特征在于，
该方法包括前级三电平AC-DC变换器的电压电流双闭环控制和后级三电平DC-DC变换器的占空比与移相角控制；通过前级三电平AC-DC变换器的电压电流双闭环控制，得到调制电压
Figure FDA0003863432450000011
即前级三电平AC-DC变换器交流侧的参考电压，表达式为：
Figure FDA0003863432450000012
式中，vg(t)为电网电压，ig(t)为电网电流，ω为工频角频率，Lg为网侧电感，
Figure FDA0003863432450000013
为电网电流基波幅值的参考值，K3为三次谐波的幅值与基波幅值之比，Ki为电流内环的比例系数，t为时间变量；
将调制电压
Figure FDA0003863432450000014
通过SPWM调制生成开关器件Q1～Q8的占空比信号，根据占空比信号对开关器件Q1～Q8进行控制，以实现对直流母线电压直流分量的调节；
后级三电平DC-DC变换器的占空比与移相角控制过程为：首先通过电压电流双闭环控制得到开关器件Q9的占空比；接着，根据开关器件Q10与Q9的占空比互补，开关器件Q11与Q9的占空比相同只是在开关周期内相位相差180°，Q12与Q11的占空比互补，得到开关器件Q10～Q12的开关信号；然后根据式(2)和(3)计算桥间移相比D；
Figure FDA0003863432450000021
Figure FDA0003863432450000022
其中，Po为系统输出功率，α1为开关器件Q9的占空比，Vdc_link为直流母线电压采样值，n为高频变压器原边与副边的匝数比，Ts为开关周期，Uout为负载电压，Lt为高频电感；
最后，根据开关器件Q13的占空比与Q9的占空比相同，只是在开关周期内存在一个移相角，将开关器件Q13与Q9之间的移相角调节为360°·D；开关器件Q14与Q13互补，开关器件Q15与Q14占空比相同只是在开关周期内相位相差180°，Q16与Q15互补，得到开关器件Q13～Q16的开关信号。
2.根据权利要求1所述的两级式三电平AC/DC变换器直流母线二次纹波电压抑制方法，其特征在于，分裂电容单元的各个电容电压为：
Figure FDA0003863432450000023
其中，ω为工频角频率，θ为电容电压与电网电压之间的相位差，Vc为电容电压的幅值，uc1(t)、uc2(t)、uc3(t)、uc4(t)分别表示电容C1、C2、C3、C4的电压；
电容电压与电网电压之间的相位差θ和电容电压的幅值Vc分别为：
Figure FDA0003863432450000024
Figure FDA0003863432450000031
分裂电容单元的4个电容的容值需满足：
Figure FDA0003863432450000032
其中，Cf为电容C1与C2的总容值，Vg为电网电压幅值，Lf1滤波电感Lf1的取值。
CN202211173844.7A 2022-09-26 2022-09-26 两级式三电平ac/dc变换器直流母线二次纹波电压抑制方法 Pending CN115622424A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211173844.7A CN115622424A (zh) 2022-09-26 2022-09-26 两级式三电平ac/dc变换器直流母线二次纹波电压抑制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211173844.7A CN115622424A (zh) 2022-09-26 2022-09-26 两级式三电平ac/dc变换器直流母线二次纹波电压抑制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115622424A true CN115622424A (zh) 2023-01-17

Family

ID=84859057

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211173844.7A Pending CN115622424A (zh) 2022-09-26 2022-09-26 两级式三电平ac/dc变换器直流母线二次纹波电压抑制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115622424A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116827152A (zh) * 2023-08-24 2023-09-29 国网上海能源互联网研究院有限公司 一种储能变流器协调控制方法、装置、设备及介质

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116827152A (zh) * 2023-08-24 2023-09-29 国网上海能源互联网研究院有限公司 一种储能变流器协调控制方法、装置、设备及介质
CN116827152B (zh) * 2023-08-24 2023-11-14 国网上海能源互联网研究院有限公司 一种储能变流器协调控制方法、装置、设备及介质

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Gautam et al. Control strategies and power decoupling topologies to mitigate 2ω-ripple in single-phase inverters: A review and open challenges
CN111064359A (zh) 宽范围双向变换电路及控制方法
WO2017128499A1 (zh) 基于混合型模块化多电平变换器的四端口电力电子变压器
Liu et al. Review and comparison of control strategies in active power decoupling
CN110752763B (zh) 一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法
CN112234808B (zh) 单相逆变器的二倍频纹波抑制电路及抑制方法
CN111478600B (zh) 一种用于双有源桥式单级ac-dc变换器的控制方法
WO2023226723A1 (zh) 双有源桥型微逆变器的电路建模方法及输出电流控制方法
CN111682787A (zh) 基于隔离变换器模块的单级式三相交直流变换器及方法
CN115051565A (zh) 双向半桥直流变换器并网逆变器及纹波控制方法
CN115622424A (zh) 两级式三电平ac/dc变换器直流母线二次纹波电压抑制方法
CN112350590A (zh) 一种不控整流器谐波补偿电路及控制方法
CN113078829A (zh) 一种上下桥臂子模块高频链互联的mmc拓扑及控制方法
CN110071652B (zh) 一种低漏电流五开关非隔离单相光伏并网逆变器及并网系统
CN217883245U (zh) 一种三相三电平变流器电路
WO2023087757A1 (zh) 一种三相非对称并网滤波器
CN112751498B (zh) 一种直流-交流变换器拓扑结构及其控制策略
CN213027802U (zh) 一种解耦电路
CN115378286A (zh) 一种三相三电平变流器电路及其调制方法
CN113890406A (zh) 一种无桥型单级隔离ac–dc变换器及其控制方法
Liu et al. A flexible control scheme for single-stage DAB AC/DC converters
CN114069633A (zh) 一种含高频隔离型背靠背变换器的混合型智能配电变压器
Tatibana et al. Design and implementation of a utility interactive converter for small distributed generation
CN113629985A (zh) 一种chb-qab拓扑结构的子模块电容优化控制方法
CN112688576A (zh) 具有公共高压直流母线的五电平整流器及控制策略

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination