WO2023087757A1 - 一种三相非对称并网滤波器 - Google Patents

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capacitor
inductor
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吴卫民
张耀忠
安丽琼
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上海海事大学
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    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics

Definitions

  • the invention relates to a PWM output filter, in particular to a three-phase asymmetric grid-connected filter with simple structure and strong ability to resist parameter drift.
  • LCL-2T filter uses the smallest inductance.
  • the more complex the filter structure the worse its ability to resist parameter drift.
  • the second inductor must be selected according to the worst parameter drift, which in turn offsets the advantage of saving inductance of the LCL-2T filter.
  • the purpose of the present invention is to provide a three-phase asymmetrical grid-connected filter, aiming at solving the problem that the existing trap-type high-order filter has insufficient ability to resist parameter drift and cannot really save inductance.
  • the present invention provides a three-phase asymmetric grid-connected filter, comprising: a first inductance, a second inductance; a third inductance, a fourth inductance; a fifth inductance, a sixth inductance; a first resonant circuit; The second resonant circuit; the third capacitor;
  • the first end of the first inductance is respectively connected to the first end of the second inductance, the first end of the first resonant circuit, and the first end of the third capacitor;
  • the first end of the third inductance is connected to the first end of the fourth inductance, the first end of the second resonant circuit and the second end of the first resonant circuit;
  • the first terminal of the fifth inductor is connected to the second terminal of the second resonant circuit, the second terminal of the sixth inductor, and the second terminal of the third capacitor;
  • the first resonance circuit is composed of the first capacitor and the seventh inductor; the second resonance circuit is composed of the second capacitor and the eighth inductor.
  • the first end of the first inductor forms node a; the first end of the third inductor forms node b; the first end of the fifth inductor forms node c; and the node a and the capacitance between the node c is larger than the first capacitance and the second capacitance.
  • the function of any two circuits exchanging the first resonant circuit, the second resonant circuit, and the third capacitor remains unchanged.
  • the seventh inductor and the eighth inductor are coupled inductors.
  • the second end of the first inductor, the second end of the third inductor, and the second end of the fifth inductor are respectively connected to a converter;
  • the second end of the second inductor, the second end of the fourth inductor, and the second end of the sixth inductor are respectively connected to the public AC grid.
  • the first end of the first inductor is connected to the first end of the first capacitor
  • the second end of the first inductor is connected to the first end of the seventh inductor
  • the The second end of the seventh inductance is connected to the first end of the fourth inductance
  • the first end of the fourth inductance is connected to the first end of the second capacitor
  • the second end of the second capacitor is connected to the first end of the second capacitor.
  • the first end of the eighth inductor is connected, and the second section of the eighth inductor is connected to the first end of the fifth inductor.
  • the resonant frequency of the first resonant circuit is the switching frequency
  • the resonant frequency of the second resonant circuit is twice the switching frequency
  • the second inductance is a transformer leakage inductance or a line inductance.
  • the application of a three-phase asymmetric grid-connected filter provided by the embodiment of the present invention can provide a bypass for multiple switching frequency harmonics generated in the modulation process due to the addition of series resonant circuits of different frequencies on the current bypass.
  • the three-phase asymmetric grid-connected filter obtained according to the proposed scheme can achieve the following advantages:
  • the structure is relatively simple.
  • Fig. 1 is a schematic circuit diagram of an embodiment of a three-phase asymmetric grid-connected filter of the present invention.
  • Fig. 2 is the main circuit diagram of the three-phase asymmetric grid-connected filter in the new energy conversion system of the present invention.
  • Fig. 3 is a schematic circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
  • Fig. 4 is a schematic circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention.
  • Fig. 5 is a schematic circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention.
  • the filter adds a current bypass composed of a single capacitor in the middle of the inductor.
  • the impedance of the capacitor is very small at high frequencies, so the high-frequency harmonic current flows back to the inverter through the current bypass without passing through the grid.
  • the LCL-type filter can save a large amount of inductance, but its inherent resonance peak increases the difficulty of controller design.
  • the trap type filter represented by the LLCL filter through the series resonant circuit, the impedance of the current bypass at a specific frequency is very small, and its attenuation ability at the resonant frequency is much greater than that of the LCL type filter. Therefore, compared with the LCL type filter
  • the device can save more inductance. But it sacrifices attenuation capability at non-specific frequencies. Although harmonics of multiple frequencies can be filtered out by connecting multiple resonant circuits in parallel, this makes the structure complicated. In addition, the parameter drift of the trap branch of the filter will also affect the actual filtering effect.
  • the current bypass not only includes a resonant circuit, but also a single capacitor branch connected in parallel to ensure the attenuation capability at non-specific frequencies.
  • the capacitor and the resonant branch will generate parallel resonance and the resonant spikes will make the filter more sensitive to parameter drift.
  • the present invention provides an embodiment of a three-phase asymmetric grid-connected filter, including: a first inductance L11, a second inductance L12; a third inductance L21, a fourth inductance L22; a fifth inductance L31, a sixth inductance L32; the first resonant circuit; the second resonant circuit; the third capacitor C3; the first end of the first inductance L11 is respectively connected with the first end of the second inductance L12, the first end of the first resonant circuit and the third capacitor C3 The first end is connected; the first end of the third inductance L21 is connected with the first end of the fourth inductance L22, the first end of the second resonant circuit and the second end of the first resonant circuit; the first end of the fifth inductance L31 Connected to the second end of the second resonant circuit, the second end of the sixth inductance L32 and the second end of the third capacitor C3; the first end of the fifth in
  • Figure 1 is a typical control block diagram of the filter.
  • the PWM converter can be regarded as a specific voltage source, the first inductance L11, the second inductance L12; the third inductance L21, the fourth inductance L22; the fifth inductance L31, the sixth inductance L32, and two resonant branches connected in a delta circuit and a single capacitor C3 to form the proposed three-phase grid-connected filter.
  • the voltage source acts on the first inductance L11, the third inductance L21, and the fifth inductance L31 through the feedback control of the second inductance L12, the fourth inductance L22, and the sixth inductance L32 and the current adjustment of the proportional-resonant controller to form a Current source
  • the current source contains power frequency sinusoidal current and high frequency switching harmonic current
  • the switching frequency harmonic current of phase A and phase B is bypassed by resonant branch 1 (Lf1Cf1)
  • twice of phase B and phase C The switching frequency harmonics are bypassed by the resonant branch 2 (Lf2Cf2)
  • the double switching frequency harmonics of phase A and the switching frequency harmonics of phase C are bypassed by a single capacitor (C3).
  • the first end of the first inductance L11 forms node a; the first end of the third inductance L21 forms node b; the first end of the fifth inductance L31 forms node c; and between node a and node c
  • the capacitance is larger than the first capacitance Cf1 and the second capacitance Cf2.
  • renewable energy power generation devices such as (wind energy, fuel cells, solar energy, etc.) supply power to the three-phase grid through the grid-connected filter of the converter and the isolation transformer, the second end of the first inductor L11, the third inductor The second end of L21 and the second end of the fifth inductance L31 are respectively connected to the converter; the second end of the second inductance L12, the second end of the fourth inductance L22 and the second end of the sixth inductance L32 are respectively connected to the common connected to the AC grid.
  • Fig. 3 is a schematic circuit diagram of a third embodiment of the present invention. Compared with the embodiment shown in FIG. 1 , the difference is that the L f2 C f2 resonant branch and the capacitor C3 have exchanged positions. Other similar position exchanges are also within the protection scope of this patent.
  • Grid-tied filters consist of series filter inductors and current bypasses.
  • the output of the three-phase converter mainly contains two kinds of harmonics ----- switching frequency harmonics and twice the switching frequency harmonics.
  • the switching frequency harmonics of phase A and B are bypassed by resonant branch 1 (Lf1Cf1)
  • the double switching frequency harmonics of phase B and C are bypassed by resonant branch 2 (Lf2Cf2)
  • the double switching frequency of phase A Frequency harmonics and twice the switching frequency harmonics of Phase C are shunted by a single capacitor (C3).
  • the first capacitor Cf1 and the seventh inductor Lf1 form the first resonant circuit; the second capacitor Cf2 and the eighth inductor Lf2 form the second resonant circuit; as shown in Figure 4, the first resonant circuit, the second The functions of any two circuits of the resonant circuit and the third capacitor C3 remain unchanged.
  • the resonant inductance L f1 and the resonant inductance L f2 are a group of coupled inductances.
  • the coupled inductor may also couple with the first inductor.

Abstract

本发明公开了一种三相非对称并网滤波器，包括第一电感、第二电感、第三电感、第四电感、第五电感、第六电感、第一谐振电路、第二谐振电路和第三电容。第一电感与第二电感、第一谐振电路以及第三电容相连；第三电感与第四电感、第二谐振电路以及第一谐振电路相连；第五电感与第二谐振电路、第六电感以及第三电容相连；第一谐振电路由第一电容和第七电感组成；第二谐振电路，由第二电容和第八电感组成。应用本发明实施例，旨在解决现有trap型高阶滤波器抗参数漂移能力不足，不能真正省电感的问题。

Description

一种三相非对称并网滤波器 技术领域
本发明涉及PWM输出滤波器，特别涉及一种结构简单，抗参数漂移能力强的三相非对称并网滤波器。
背景技术
在新能源发电领域，各种可再生能源直流电源往往需要逆变器转换为正弦交流电源以实现并网发电。逆变器采用PWM调制会产生高频电流谐波，给电网带来谐波污染，因此需要在逆变器和电网之间串联一个低通滤波器以滤除高频开关谐波。相比于传统的L型滤波器，高阶滤波器由于电流旁路的存在高频衰减能力更强，相同工况下使用的电感更少，体积更小，成本更低，因而广泛应用于逆变器的输出滤波。
目前广泛应用的高阶并网滤波器主要包括三类：LCL型滤波器、以LLCL滤波器为代表的trap型滤波器、以LCL-2T滤波器为代表的trap型滤波器。节省体积和物料成本是选择高阶滤波器的主要原因。在上述三种滤波器中，LCL-2T滤波器使用的电感量最小。但滤波器结构越复杂其抗参数漂移能力越差，而在实际工况下，必须按照最恶劣参数漂移情况选择第二电感，这又反过来抵消了LCL-2T滤波器节省电感的优势。如何权衡多次谐波滤除和结构复杂，抗参数漂移能力弱的关系，真正减少电感使用量，是国内外学者研究的重点。
发明内容
本发明的目的在于提供一种三相非对称并网滤波器，旨在解决现有trap型高阶滤波器抗参数漂移能力不足，不能真正省电感的问题。
为了实现上述目的，本发明提供一种三相非对称并网滤波器，包括：第一电感、第二电感；第三电感、第四电感；第五电感、第六电感；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容；
所述第一电感的第一端分别与所述第二电感的第一端、所述第一谐振电路的第一端以及所述第三电容的第一端相连；
所述第三电感的第一端与所述第四电感的第一端、所述第二谐振电路的第 一端以及所述第一谐振电路的第二端相连；
所述第五电感的第一端与所述第二谐振电路的第二端、所述第六电感的第二端以及所述第三电容的第二端相连；
所述第一谐振电路由所述第一电容和第七电感组成；第二谐振电路，由第二电容和第八电感组成。
一种具体实现中，所述第一电感的第一端形成节点a；所述第三电感的第一端形成节点b；所述第五电感的第一端形成节点c；且所述节点a和所述节点c之间的电容比所述第一电容和所述第二电容大。
一种具体实现中，交换所述第一谐振电路、所述第二谐振电路与所述第三电容的任意两个电路功能不变。
一种具体实现中，所述第七电感与所述第八电感为耦合电感。
一种具体实现中，所述第一电感的第二端、所述第三电感的第二端以及所述第五电感的第二端分别与变流器相连；
所述第二电感的第二端、所述第四电感的第二端以及所述第六电感的第二端分别与公共交流电网相连。
一种具体实现中，所述第一电感的第一端与所述第一电容的第一端相连，所述第一电感的第二端与所述第七电感的第一端相连，所述第七电感的第二端与所述第四电感的第一端相连；所述第四电感的第一端与所述第二电容的第一端相连，所述第二电容的第二端与所述第八电感的第一端相连，所述第八电感的第二段与所述第五电感的第一端相连。
一种具体实现中，所述第一谐振电路的谐振频率为开关频率，所述第二谐振电路的谐振频率为二倍开关频率。
一种具体实现中，所述第二电感为变压器漏感或者线路电感。
应用本发明实施例提供的一种三相非对称并网滤波器，由于在电流旁路上增加不同频率的串联谐振电路，能够对调制过程产生的多个开关频率谐波提供旁路。根据所提出方案得到的三相非对称并网滤波器能够实现如下优点：
1、与同样提供多个开关频率谐波旁路的LCL-2T滤波器相比结构相对简单。
2、与LCL-2T滤波器相比，抗参数漂移能力强，能真正的节省电感。
附图说明
图1是本发明的三相非对称并网滤波器实施例的示意电路图。
图2是本发明的在新能源变换系统下三相非对称并网滤波器的主电路图。
图3是本发明的第三实施例的一个示意电路图。
图4是本发明的第四实施例的一个示意电路图。
图5是本发明的第五实施例的一个示意电路图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
LCL型滤波器。该滤波器在电感中间增加一个单电容组成的电流旁路，电容的阻抗在高频时很小，因此高频谐波电流通过电流旁路流回逆变器而不经过电网。相比于L型滤波器，LCL型滤波器能节省大量电感但其固有的谐振尖峰增加了控制器的设计难度。
以LLCL滤波器为代表的trap型滤波器，通过串联谐振电路使电流旁路在特定频率处的阻抗很小，其在谐振频率处的衰减能力远大于LCL型滤波器，因此相比LCL型滤波器能节省更多电感。但其牺牲了在非特定频率处的衰减能力。虽然可以通过并联多个谐振电路来滤除多个频率的谐波，但这又使结构复杂。此外，滤波器trap支路的参数漂移也会影响实际滤波效果。
以LCL-2T滤波器为代表的trap型滤波器，电流旁路上不仅包含谐振电路，还并联的单电容支路以保证在非特定频率下的衰减能力。但电容和谐振支路会产生并联谐振产生的谐振尖峰会使滤波器对参数漂移更敏感。
如图1本发明提供一种三相非对称并网滤波器的实施例，包括：第一电感 L11、第二电感L12；第三电感L21、第四电感L22；第五电感L31、第六电感L32；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容C3；第一电感L11的第一端分别与第二电感L12的第一端、第一谐振电路的第一端以及第三电容C3的第一端相连；第三电感L21的第一端与第四电感L22的第一端、第二谐振电路的第一端以及第一谐振电路的第二端相连；第五电感L31的第一端与第二谐振电路的第二端、第六电感L32的第二端以及第三电容C3的第二端相连；第一谐振电路由第一电容Cf1和第七电感Lf1组成；第二谐振电路，由第二电容Cf2和第八电感Lf2组成。
图1是滤波器的典型控制框图。PWM变流器可视为一个特定的电压源，第一电感L11、第二电感L12；第三电感L21、第四电感L22；第五电感L31、第六电感L32、三角形连接的两个谐振支路和单电容C3组成所提出的三相并网滤波器。本发明通过对第二电感L12、第四电感L22、第六电感L32的反馈控制和比例-谐振控制器电流调节，电压源作用于第一电感L11、第三电感L21、第五电感L31形成一个电流源，该电流源包含工频正弦电流以及与高频开关谐波电流，A相和B相的开关频率谐波电流由谐振支路1(Lf1Cf1)旁路，B相和C相的两倍开关频率谐波由谐振支路2(Lf2Cf2)旁路，A相的两倍开关频率谐波和C相的开关频率谐波由单电容(C3)旁路。
如图1所示，第一电感L11的第一端形成节点a；第三电感L21的第一端形成节点b；第五电感L31的第一端形成节点c；且节点a和节点c之间的电容比第一电容Cf1和第二电容Cf2大。
如图2所示，可再生能源发电装置如(风能，燃料电池，太阳能等)通过变流器并网滤波器和隔离变压器向三相电网供电，第一电感L11的第二端、第三电感L21的第二端以及第五电感L31的第二端分别与变流器相连；第二电感L12的第二端、第四电感L22的第二端以及第六电感L32的第二端分别与公共交流电网相连。
图3是本发明的第三实施例的示意电路图。与图1所示的实施例相比，其区别在于L f2C f2谐振支路与电容C3相互交换了位置。其它类似的位置交换也在本专利的保护范围里。
并网滤波器包含串联的滤波电感和电流旁路。三相变流器输出端主要包含两种谐波-----开关频率谐波和两倍开关频率谐波。A相和B相的开关频率谐波由谐振支路1(Lf1Cf1)旁路，B相和C相的两倍开关频率谐波由谐振支路2(Lf2Cf2)旁路，A相的两倍开关频率谐波和C相的两倍开关频率谐波由单电容(C3)旁路。通过理论和仿真分析可知，B相电流开关谐波最少，C相电流开关谐波最多。
本发明实施例中，第一电容Cf1与第七电感Lf1组成第一谐振电路；第二电容Cf2与第八电感Lf2组成第二谐振电路；如图4所示，交换第一谐振电路、第二谐振电路与第三电容C3的任意两个电路功能不变。且谐振电感L f1和谐振电感L f2是一组耦合电感。耦合电感还可能与第一电感耦合。
如图5所示，不使用额外增加的电感而将线路电感和变压器漏感等非正式电感用作第二电感L 2。
本发明的发明人通过研究，发现了一定程度下的参数不对称不仅能达到滤除多次开关谐波的作用，而且对控制没有显著的影响，不会额外增加控制器的设计难度。在多种滤波器的仿真和实验结果对比和分析可知，在各自最恶劣参数漂移情况下，非对称滤波器的谐波衰减能力与LCL-2T滤波器的谐波衰减能力相近，但结构却远为简单。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (15)

  1. 一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一电感(L11)的第一端分别与所述第二电感(L12)的第一端、所述第一谐振电路的第一端以及所述第三电容(C3)的第一端相连；
    所述第三电感(L21)的第一端与所述第四电感(L22)的第一端、所述第二谐振电路的第一端以及所述第一谐振电路的第二端相连；
    所述第五电感(L31)的第一端与所述第二谐振电路的第二端、所述第六电感(L32)的第二端以及所述第三电容(C3)的第二端相连；
    所述第一谐振电路由所述第一电容(Cf1)和第七电感(Lf1)组成；第二谐振电路，由第二电容(Cf2)和第八电感(Lf2)组成。
  2. 参考权利要求1所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一电感(L11)的第一端形成节点a；所述第三电感(L21)的第一端形成节点b；所述第五电感(L31)的第一端形成节点 c；且所述节点a和所述节点c之间的电容比所述第一电容(Cf1)和所述第二电容(Cf2)大。
  3. 根据权利要求1所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    交换所述第一谐振电路、所述第二谐振电路与所述第三电容(C3)的任意两个电路功能不变。
  4. 根据权利要求2所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    交换所述第一谐振电路、所述第二谐振电路与所述第三电容(C3)的任意两个电路功能不变。
  5. 根据权利要求1所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第七电感(Lf1)与所述第八电感(Lf2)为耦合电感。
  6. 根据权利要求1所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一电感(L11)的第二端、所述第三电感(L21)的第二端以及所述第五电感(L31)的第二端分别与变流器相连；
    所述第二电感(L12)的第二端、所述第四电感(L22)的第二端以及所述第六电感(L32)的第二端分别与公共交流电网相连。
  7. 根据权利要求2所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一电感(L11)的第二端、所述第三电感(L21)的第二端以及所述第五电感(L31)的第二端分别与变流器相连；
    所述第二电感(L12)的第二端、所述第四电感(L22)的第二端以及所述第六电感(L32)的第二端分别与公共交流电网相连。
  8. 根据权利要求4所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一电感(L11)的第二端、所述第三电感(L21)的第二端以及所述第五电感(L31)的第二端分别与变流器相连；
    所述第二电感(L12)的第二端、所述第四电感(L22)的第二端以及所述第六电感(L32)的第二端分别与公共交流电网相连。
  9. 根据权利要求1所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一电感(L11)的第一端与所述第一电容(Cf1)的第一端相连，所述第一电感(L11)的第二端与所述第七电感(Lf1)的第一端相连，所述第七电感(Lf1)的第二端与所述第四电感(L22)的第一端相连；所述第四电感(L22)的第一端与所述第二电容(Cf2)的第一端相连，所述第二电容(Cf2)的第二端与所述第八电感(Lf2)的第一端相连，所述第八电感(Lf2)的第二段与所述第五电感(L31)的第一端相连。
  10. 根据权利要求2所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一电感(L11)的第一端与所述第一电容(Cf1)的第一端相连，所述第一电感(L11)的第二端与所述第七电感(Lf1)的第一端相连，所述第七电感(Lf1)的第二端与所述第四电感(L22)的第一端相连；所述第四电感(L22)的第一端与所述第二电容(Cf2)的第一端相连，所述第二电容(Cf2)的第二 端与所述第八电感(Lf2)的第一端相连，所述第八电感(Lf2)的第二段与所述第五电感(L31)的第一端相连。
  11. 根据权利要求4所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一电感(L11)的第一端与所述第一电容(Cf1)的第一端相连，所述第一电感(L11)的第二端与所述第七电感(Lf1)的第一端相连，所述第七电感(Lf1)的第二端与所述第四电感(L22)的第一端相连；所述第四电感(L22)的第一端与所述第二电容(Cf2)的第一端相连，所述第二电容(Cf2)的第二端与所述第八电感(Lf2)的第一端相连，所述第八电感(Lf2)的第二段与所述第五电感(L31)的第一端相连。
  12. 根据权利要求1所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一谐振电路的谐振频率为开关频率，所述第二谐振电路的谐振频率为二倍开关频率。
  13. 根据权利要求2所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，所述第一谐振电路的谐振频率为开关频率，所述第二谐振电路的谐振频率为二倍开关频率。
  14. 根据权利要求4所述的一种三相非对称并网滤波器，其特征在于，包括：第一电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第一谐振电路的谐振频率为开关频率，所述第二谐振电路的谐振频率为二倍开关频率。
  15. 根据权利要求1所述的三相非对称滤波器，其特征还在于，包括：第一 电感(L11)、第二电感(L12)；第三电感(L21)、第四电感(L22)；第五电感(L31)、第六电感(L32)；第一谐振电路；第二谐振电路；第三电容(C3)；
    所述第二电感为变压器漏感或者线路电感。
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