CN114665733A - 一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法 - Google Patents

一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN114665733A
CN114665733A CN202210565669.XA CN202210565669A CN114665733A CN 114665733 A CN114665733 A CN 114665733A CN 202210565669 A CN202210565669 A CN 202210565669A CN 114665733 A CN114665733 A CN 114665733A
Authority
CN
China
Prior art keywords
bridge arm
switch
multiplexing
conduction
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210565669.XA
Other languages
English (en)
Inventor
王毅
高玉华
王琛
余欣洋
余祖泳
张振
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
North China Electric Power University
Original Assignee
North China Electric Power University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by North China Electric Power University filed Critical North China Electric Power University
Priority to CN202210565669.XA priority Critical patent/CN114665733A/zh
Publication of CN114665733A publication Critical patent/CN114665733A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法，涉及供电电力系统技术领域，包括上桥臂、复用桥臂、下桥臂和桥臂切换开关组；上桥臂和下桥臂分别为第一引导开关和第二引导开关，桥臂切换开关组包括第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关，复用桥臂的两端通过第一引导开关和第二引导开关连接至直流侧端口，复用桥臂两端的交流输出端口通过桥臂切换开关组连接至交流电网；第一引导开关和第二桥臂切换开关为复用上桥臂导通开关组，第二引导开关和第一桥臂切换开关为复用下桥臂导通开关组，两组开关组交替导通，在每相相电压过零点且滞后设定的导通移相角后切换该相复用导通模式。提高子模块利用率，降低子模块数量，实现全工况运行。

Description

一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法
技术领域
本发明涉及供电电力系统技术领域，特别是涉及一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法。
背景技术
模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)由于具有输出电压质量高、运行损耗小以及可拓展性强等特点，在大规模风电并网、柔性电网互联以及城市中心供电增容等领域得到广泛应用，有望成为柔性直流输电、直流配电及多能源互联的主流换流器拓扑。然而，随着电压等级和输送功率的提升，采用大量子模块级联的MMC拓扑弊端愈加显露。
对于相同直流电压等级，基于半桥子模块（half-bridge SM，HBSM）的MMC所需开关器件数量约为传统两电平电压源换流器拓扑的两倍，子模块所配置的悬浮电容需足够大以完成交直流功率转换和抑制电容电压波动，致使其体积和重量占比超过50%，这导致换流阀的投资成本上升、体积和重量增大。
桥臂交替导通多电平换流器(alternate arm multilevel converter，AAMC)通过综合传统两电平电压源换流器以及MMC的结构特点，在相同直流母线电压下，所需子模块数量可降低为传统MMC拓扑的一半，具备紧凑化结构。
然而，为保证交直流侧能量交换平衡，AAMC仅能稳定工作于电压调制比为
Figure 630935DEST_PATH_IMAGE001
的特定工况下，电压运行变化范围小，较大程度上限制其工程应用；并且由于该工况为过调制运行状态，即交流端输出相电压幅值高于直流输出端电压（U dc/2），故AAMC中整形电路所配备子模块应采用具备负电压输出能力的双极子模块，以产生理论参考电压波形，存在较高的投资成本和运行损耗。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提出了一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法，上桥臂和下桥臂共用复用桥臂，通过桥臂切换开关实现复用桥臂的“时分复用”，提高子模块利用率，降低子模块数量；通过移项导通切换策略对复用上桥臂导通模式和复用下桥臂导通模式进行切换，实现全工况运行。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
第一方面，本发明提供一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，包括三个结构相同的相单元，每个相单元均包括上桥臂、复用桥臂、下桥臂和桥臂切换开关组；
所述上桥臂和下桥臂分别为第一引导开关和第二引导开关，所述桥臂切换开关组包括第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关，所述复用桥臂包括若干个级联的半桥子模块，复用桥臂的两端分别通过第一引导开关和第二引导开关连接至直流侧端口，复用桥臂两端的交流输出端口分别通过第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关连接至交流电网；
所述第一引导开关和第二桥臂切换开关为复用上桥臂导通开关组，且开闭状态一致，所述第二引导开关和第一桥臂切换开关为复用下桥臂导通开关组，且开闭状态一致，两组开关组交替导通，在相电压过零点且滞后设定的导通移相角后，切换复用导通模式。
作为可选择的实施方式，所述第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关均采用单向耐压型桥臂切换开关，单向耐压型桥臂切换开关包括若干个串联的IGBT开关单元，且至少有一个IGBT开关单元反向串联。
作为可选择的实施方式，当第一引导开关和第二桥臂切换开关导通，第二引导开关和第一桥臂切换开关关断时，复用桥臂被复用到上桥臂，此时为复用上桥臂导通模式；当第一引导开关和第二桥臂切换开关关断，第二引导开关和第一桥臂切换开关导通时，复用桥臂被复用到下桥臂，此时为复用下桥臂导通模式。
作为可选择的实施方式，所述导通移相角的取值范围为
Figure 845885DEST_PATH_IMAGE002
。
作为可选择的实施方式，通过调整导通移相角实现不同工况下功率因数角与电压调制比之间的匹配，以使得复用桥臂中半桥子模块电容能量的平衡。
作为可选择的实施方式，电压调制比m、功率因数角
Figure 152101DEST_PATH_IMAGE003
与导通移相角
Figure 466408DEST_PATH_IMAGE004
之间的关系为：
Figure 482075DEST_PATH_IMAGE005
。
作为可选择的实施方式，复用桥臂在每半工频周期分别与上桥臂和下桥臂联结形成功率流通路径，以实现复用桥臂的全周期利用。
第二方面，本发明提供一种复用型桥臂交替导通多电平换流器的控制方法，采用第一方面所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，包括：采用移项导通切换策略对复用上桥臂导通模式和复用下桥臂导通模式进行切换，以实现不同电压调制比下的全工况运行；所述移项导通切换策略为在相电压过零点且滞后设定的导通移相角后进行复用导通模式的切换。
作为可选择的实施方式，所述复用上桥臂导通模式为第一引导开关和第二桥臂切换开关导通，第二引导开关和第一桥臂切换开关关断，复用桥臂被复用到上桥臂；所述复用下桥臂导通模式为第一引导开关和第二桥臂切换开关关断，第二引导开关和第一桥臂切换开关导通，复用桥臂被复用到下桥臂。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
针对模块化多电平换流器因所采用子模块数量多而引起的体积重量大、成本高等问题，本发明提出一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法，将AAMC每相上桥臂和下桥臂中的波形整形电路提取出来作为复用桥臂，通过控制附加的桥臂切换开关组实现复用桥臂的“时分复用”，实现复用桥臂中波形整形电路的全周期利用，提高子模块利用率，且子模块数量可降为同等直流电压等级传统MMC的1/4，极大程度实现了MMC轻型化。
本发明提出一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法，通过移项导通切换策略对复用上桥臂导通模式和复用下桥臂导通模式进行切换，增加导通移相角，拓宽拓扑的运行范围，实现不同电压调制比下换流器全工况运行；且由于无需过调制运行，故可采用半桥子模块以及单相耐压型桥臂切换开关，进一步实现了换流站的轻型化与紧凑化设计，并降低投资成本以及运行损耗。
本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1为AAMC的三相拓扑结构图；
图2为本发明实施例1提供的复用型桥臂交替导通多电平换流器的三相拓扑结构图；
图3a为双向型桥臂切换开关示意图；
图3b为本发明实施例1提供的单向耐压型桥臂切换开关示意图；
图4a为本发明实施例1提供的复用上桥臂导通模式示意图；
图4b为本发明实施例1提供的复用下桥臂导通模式示意图；
图5为本发明实施例1提供的M-AAMC拓扑的a相等效电路图；
图6为本发明实施例1提供的M-AAMC拓扑复用导通模式切换原理图；
图7a为本发明实施例1提供的a相复用桥臂的电压参考波形图；
图7b为本发明实施例1提供的a相的第一引导开关和第二引导开关两端的电压参考波形图；
图7c为本发明实施例1提供的a相桥臂切换开关组两端的电压参考波形图；
图8为本发明实施例1提供的移相导通切换PSS策略原理图；
图9为本发明实施例1提供的采用PSS策略时M-AAMC的a相复用桥臂参考电压波形图；
图10为本发明实施例1提供的单端21电平AAMC/M-AAMC仿真模型图；
图11a为本发明实施例1提供的AAMC拓扑a相交流输出电压与电流图；
图11b为本发明实施例1提供的M-AAMC拓扑a相交流输出电压与电流图；
图11c为本发明实施例1提供的AAMC拓扑直流侧输出电流图；
图11d为本发明实施例1提供的M-AAMC拓扑直流侧输出电流图；
图12a为本发明实施例1提供的AAMC拓扑a相上桥臂电容电压图；
图12b为本发明实施例1提供的M-AAMC拓扑a相复用桥臂电容电压图；
图13a为本发明实施例1提供的M-AAMC拓扑a相的第一引导开关和第二引导开关电流图；
图13b为本发明实施例1提供的M-AAMC拓扑a相桥臂切换开关组电流图；
图14a为本发明实施例1提供的PSS策略下M-AAMC拓扑a相交流输出电压与电流图；
图14b为本发明实施例1提供的PSS策略下M-AAMC拓扑a相复用桥臂电容电压图；
图15为本发明实施例1提供的PSS策略下M-AAMC拓扑a相复用桥臂输出电压图；
图16a为本发明实施例1提供的M-AAMC拓扑a相桥臂切换开关组电压图；
图16b为本发明实施例1提供的PSS策略下M-AAMC拓扑a相桥臂切换开关组电压图。
具体实施方式
下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例1
如图1所示为AAMC的三相拓扑结构，包括a相相单元、b相相单元和c相相单元，a相相单元、b相相单元和c相相单元的结构相同且并联，每个相单元包含上桥臂和下桥臂，且每个桥臂均由波形整形电路、引导开关(director switch, DS)以及小的桥臂电感串联构成。其中，引导开关由多个绝缘栅双极晶体管（insulated gate bipolar transistor, IGBT）串联构成，用以通断所在桥臂电流，引导桥臂电流流通方向，并于开断状态时承担最大耐受电压。波形整形电路由多个全桥子模块（full-bridge SM, FBSM）级联构成，基于调制参考波输出等效阶梯波形。AAMC通过波形整形电路和引导开关的相互配合完成交直流功率传输。
AAMC基于每相交流侧参考相电压控制其开关电路通断状态来实现上桥臂、下桥臂的交替导通，即在相电压正半波时导通该相上桥臂，电压负半波时导通相应下桥臂。因此，每相桥臂中波形整形电路仅在每半工频周期内导通，并根据参考波形输出交流阶梯波形，且稳态运行时其最大输出电压为直流母线电压的一半，所需子模块数量减少为传统MMC拓扑每相桥臂的1/2。
基于AAMC的波形整形电路在每个工频周期内仅连续导通半周，且每相的上桥臂和下桥臂根据开关电路互补开通，以实现波形整形电路交替导通的工作原理，本实施例将AAMC每相上桥臂和下桥臂中的波形整形电路提取为一个，并将其作为上桥臂和下桥臂中间的复用桥臂，通过控制附加的桥臂切换开关组，实现复用桥臂的“时分复用”，由此提出一种复用型桥臂交替导通多电平换流器（multiplexing AAMC,M-AAMC）。
M-AAMC的三相拓扑结构如图2所示，包括三个结构相同的相单元，每个相单元均包括上桥臂、复用桥臂、下桥臂和桥臂切换开关组；其中，所述上桥臂和下桥臂分别为第一引导开关和第二引导开关，桥臂切换开关组包括第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关；所述复用桥臂包括若干个级联的半桥子模块，复用桥臂的两端分别通过第一引导开关和第二引导开关连接至直流侧端口，复用桥臂两端的交流输出端口分别通过第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关连接至交流电网；所述第一引导开关和第二桥臂切换开关为复用上桥臂导通开关组，且开闭状态一致，所述第二引导开关和第一桥臂切换开关为复用下桥臂导通开关组，且开闭状态一致，两组开关组交替导通，在相电压过零点且滞后设定的导通移相角后，切换复用导通模式。
如图2所示，本实施例以a相相单元为例，上桥臂和下桥臂分别为第一引导开关DSau和第二引导开关DSal，第一引导开关DSau和第二引导开关DSal结构相同，均由多个IGBT开关单元串联构成，每个IGBT开关单元均包括IGBT开关管和反向并联的二极管，IGBT开关管的集电极均与二极管的阴极相连接，IGBT开关管的发射极均与二极管的阳极相连接；多个IGBT开关单元的串联过程为：上一个IGBT开关管的发射极连接下一个IGBT开关管的集电极，从图1也能够很清楚的得知引导开关的结构组成，在此不做过多赘述。
复用桥臂中若干个级联的半桥子模块构成波形整形电路，复用桥臂的两端分别通过第一引导开关DSau和第二引导开关DSal连接至直流侧端口，复用桥臂两端的交流输出端口a 1、a 2分别通过第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关连接至交流电网。
如图3a所示，若M-AAMC仅在过调制工况下运行的话，波形整形电路需要根据参考波输出负电压，那么波形整形电路采用若干个级联的FBSM，此时，第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关均采用双向型桥臂切换开关，双向型桥臂切换开关包括若干个级联的切换开关组，每个切换开关组包括IGBT开关单元和二极管整流桥，用于通断所流经的双向电流，切换所在交流相电流流通路径，并可于关断后承担复用桥臂输出的双向电压，故为双向型桥臂切换开关。
然而，这仅用于M-AAMC运行在过调制工况下，若实现不同电压调制比下换流器全工况运行，则本实施例相单元复用导通模式的切换采用移相导通切换（PSS）策略，且此时波形整形电路无需输出负电压，故复用桥臂采用若干个串联的HBSM构成波形整形电路。
由于稳定运行时，复用桥臂输出电压为单相电压，故本实施例的第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关均采用单向耐压型桥臂切换开关，以减少半导体器件使用。如图3b所示，单向耐压型桥臂切换开关包括若干个串联的IGBT开关单元，且至少有一个IGBT开关单元反向串联，实现双向电流阻断以及承受单向耐压。HBSM和单向耐压型桥臂切换开关的采用，可进一步实现M-AAMC拓扑的轻型化和紧凑化设计。
在本实施例中，M-AAMC通过每相的第一引导开关和第二引导开关以及交流侧的桥臂切换开关组相互配合，使得复用桥臂在每半工频周期分别与上桥臂、下桥臂联结形成功率流通路径，实现复用桥臂的全周期利用；波形整形电路再根据参考波输出等效阶梯波形，并与引导开关以及桥臂切换开关组配合生成交流侧输出波形，完成换流器交直流功率变换。
以a相相单元为例，M-AAMC每相上桥臂的第一引导开关DSau、下桥臂的第二引导开关DSal以及桥臂切换开关组均为互补交替导通，实现相单元分别工作于两种复用导通模式，如图4a所示，当第一引导开关DSau、第二桥臂切换开关Ka2导通，第二引导开关DSal、第一桥臂切换开关Ka1关断时，复用桥臂被复用到上桥臂，a相相单元工作于复用上桥臂导通模式；如图4b所示，当第一引导开关DSau、第二桥臂切换开关Ka2关断，第二引导开关DSal、第一桥臂切换开关Ka1导通时，复用桥臂被复用到下桥臂，a相相单元工作于复用下桥臂导通模式。
以a相相单元为例，定义两种复用导通模式的开关函数S a 为：
Figure 172820DEST_PATH_IMAGE006
(1)
可以理解的，b相相单元的开关函数S b 、c相相单元的开关函数S c 与a相相单元同理，在此不再赘述。
如图5所示为M-AAMC拓扑的a相等效电路，其中，L 0为复用桥臂的杂散电感，并且复用桥臂中的级联子模块等效为可输出N+1个电平的可控电压源。稳态运行时，忽略L 0上压降，根据该等效电路以及相单元复用导通模式的导通原理，复用桥臂电压u am 和复用桥臂电流i am 分别表示为：
Figure 208909DEST_PATH_IMAGE007
(2)
Figure 694117DEST_PATH_IMAGE008
(3)
式中，U dc为直流母线电压，u a、i a分别为a相输出相电压和a相输出相电流。
第一引导开关DSau两端的电压u au 、第二引导开关DSal两端的电压u al 、第一桥臂切换开关Ka1两端的电压u ka1、第二桥臂切换开关Ka2两端的电压u ka2分别表示为：
Figure 409132DEST_PATH_IMAGE009
(4)
Figure 906497DEST_PATH_IMAGE010
(5)
如图6所示，为减少复用桥臂所使用子模块数量以及换流器运行损耗，M-AAMC以每相相电压过零点时进行相单元复用导通模式切换；以a相为例，即u a>0时，该相处于复用上桥臂导通模式；u a<0时为复用下桥臂导通模式。故每相的引导开关以及桥臂切换开关每工频周期内导通角均为
Figure 921726DEST_PATH_IMAGE011
，且两类开关切换频率均为50Hz，器件开关损耗以及高速切换时开关一致性要求得以降低。
定义a相输出相电压和输出相电流为：
Figure 905732DEST_PATH_IMAGE012
(6)
式中，U m、I m分别表示交流侧相电压和交流侧相电流的幅值，
Figure 639201DEST_PATH_IMAGE013
为工频角频率，
Figure 736995DEST_PATH_IMAGE014
为功率因数角。
将式(6)分别带入式(2)和式(3)，并基于相单元复用导通模式的切换条件可得工频周期内的u am、i am：
Figure 75572DEST_PATH_IMAGE015
(7)
式中，m=U m/(U dc/2)为电压调制比。
由于子模块电容是换流器实现交直流能量交换的载体，故复用桥臂中子模块的电容电压平衡是换流器交直流能量平稳交换以及稳定运行的体现。为保证子模块电容的能量守恒，M-AAMC复用桥臂的能量E am应在一个工频周期T内无能量积累，即：
Figure 902583DEST_PATH_IMAGE016
(8)
将式(7)带入式(8)可得：
Figure 326611DEST_PATH_IMAGE017
(9)
根据式(9)可得，M-AAMC稳定运行于
Figure 165778DEST_PATH_IMAGE018
，且该工况下换流器交流侧相电压幅值大于直流母线电压一半；故此时M-AAMC拓扑的复用桥臂应采用FBSM来输出负电压，以支撑换流器交流侧电压输出，其a相复用桥臂的电压参考波形u am *如图7a所示，可知复用桥臂最大输出电压为U dc/2。
当换流器交流侧输出N+1个电平的电压阶梯波形时，所需子模块额定电容电压U c为：
Figure 217917DEST_PATH_IMAGE019
(10)
则M-AAMC复用桥臂需至少采用N/2个电容电压为U c的FBSM。
基于式（4）可得，a相的第一引导开关和第二引导开关两端的电压参考波形如图7b所示，故其所承受最大电压u DS_max为：
Figure 481408DEST_PATH_IMAGE020
(11)
故当
Figure 189470DEST_PATH_IMAGE018
时，第一引导开关和第二引导开关均由
Figure 578468DEST_PATH_IMAGE021
个耐压为U c的IGBT级联构成。
基于式（5）可得，a相桥臂切换开关组两端电压参考波形如图7c所示，故桥臂切换开关承受双向耐压且最大耐受电压为U dc/2，应采用双向型桥臂切换开关，其中IGBT开关单元数量为N/2个，且与引导开关中的IGBT开关单元具有相同耐压需求。
但是，M-AAMC以每相相电压过零点时进行相单元复用导通模式的切换时，M-AAMC电压运行范围受限，所以，本实施例对相单元的复用导通模式采用移项导通切换策略，以实现不同电压调制比下的全工况运行。移项导通切换策略为：在相电压过零点且滞后设定的导通移相角
Figure 688375DEST_PATH_IMAGE022
后进行复用导通模式的切换。通过引入导通移相角
Figure 122768DEST_PATH_IMAGE022
，实现不同工况下复用桥臂中子模块电容的能量平衡，以达到拓宽换流器电压运行边界的目的。
以a相为例，PSS策略原理如图8所示，工频周期内的开关函数S a表示为：
Figure 318126DEST_PATH_IMAGE023
(12)
将式(6)和式(12)分别带入式(2)和式(3)可得：
Figure 499096DEST_PATH_IMAGE024
(13)
将式(13)带入式(8)可得
Figure 260247DEST_PATH_IMAGE025
(14)
即可得电压调制比m、功率因数角
Figure 68803DEST_PATH_IMAGE003
与导通移相角
Figure 485878DEST_PATH_IMAGE022
之间满足：
Figure 280659DEST_PATH_IMAGE026
(15)
根据式(15)可知，通过调整导通移相角可实现不同工况下功率因数角与电压调制比之间的匹配，保证复用桥臂中子模块电容能量的平衡，极大拓展了M-AAMC换流器的运行范围；且当换流器在四个象限内稳定运行时，即
Figure 102509DEST_PATH_IMAGE027
，
Figure 878704DEST_PATH_IMAGE028
，导通移相角
Figure 845392DEST_PATH_IMAGE022
的取值范围为
Figure 568497DEST_PATH_IMAGE029
。
在此工况下，复用桥臂无需输出负压，故可采用HBSM代替FBSM；且因无需承担双向耐压，所以桥臂切换开关可采用单相耐压型桥臂切换开关，HBSM以及单相耐压性桥臂切换开关的使用可减少功率半导体器件使用数量以及运行损耗。
为探究移项导通切换策略对M-AAMC投资成本以及运行损耗的影响，本实施例对其复用桥臂所需子模块数量以及开关组所需IGBT数量进行计算。如图9所示为采用PSS策略时M-AAMC的a相复用桥臂参考电压波形，可知当相单元复用导通模式发生切换时，桥臂电压达到最大值u am_max：
Figure 244853DEST_PATH_IMAGE030
(16)
结合式(15)和式(16)可知，u am_max与m、
Figure 457529DEST_PATH_IMAGE031
有关，且当m=0.9，功率因数
Figure 645934DEST_PATH_IMAGE032
时，取得最大值u am_max=0.82U dc，故复用桥臂所需子模块数至少为0.82N；且为承担复用桥臂最大输出电压，单相耐压型桥臂切换开关所需IGBT数量为(0.82N+1)个；由式(11)可知，当
Figure 172730DEST_PATH_IMAGE033
时，引导开关所承受最大电压u DS_max=U dc，故需N个IGBT级联。
本实施例分别对M-AAMC的投资成本以及稳态运行特性进行分析，首先，在各多电平换流器拓扑所采用子模块电容电压以及半导体器件耐压相同的前提下，对半桥型MMC(HB-MMC)、AAMC、未采用PSS策略的M-AAMC和采用PSS策略的M-AAMC的器件投资成本的对比如表1所示；
表1投资成本对比
Figure 691874DEST_PATH_IMAGE034
其中所给出的子模块数以及半导体器件数量均以应用最广的HB-MMC拓扑每相单元所采用的子模块数(2N)为参考基准，故根据HBSM结构特点，其相单元所需半导体器件（包括IGBT、二极管）数量均为2PU，其中，PU为标幺值，是电力系统分析和工程计算中常用的单位，表示各物理量及参数的相对值；由于引导开关交替导通减小了波形整形电路所需输出的最大电压，故AAMC型换流器相较于HB-MMC拓扑可较大程度上减少子模块数目；其中“时分复用”在复用桥臂上的应用，使M-AAMC所采用子模块数量降低，在节约电容投资的同时有效缩减了换流器的重量体积。然而，开关电路的加入使得AAMC对半导体器件数量需求有所增加，但M-AAMC拓扑相较于AAMC拓扑并未增加所需半导体开关器件数目。在未采用PSS策略时，M-AAMC需采用双向耐压型桥臂切换开关，以承担复用桥臂输出的双向电压，故所需二极管数目有所增加；在采用PSS策略时，由于换流器无需运行于过调制状态，故M-AAMC可采用HBSM以及单相耐压型桥臂切换开关，所需半导体器件数量与AAMC拓扑一致。
另外，由于AAMC型换流器通过引导开关交替导通，不存在换流器内部环流，故无需装设桥臂电感进行环流抑制，但开关电路的交替导通使得直流电流存在6倍频谐波分量，故需在直流侧加设电容型滤波器，进行谐波滤除以及电压支撑。相较于AAMC拓扑，由于M-AAMC对复用导通模式采用移项导通切换策略，故可实现换流器全工况运行，具有工程可行性。
为验证M-AAMC拓扑的可行性以及对M-AAMC复用导通模式所采用PSS策略的有效性，本实施例基于MATLAB/Simulink平台分别搭建了如图10所示的单端21电平（N=20）AAMC/M-AAMC仿真模型，其系统参数如表2所示。由于应用场合为高压大容量直流输电领域，子模块数量较多，故调制策略均采用最近电平逼近调制(nearest level modulation, NLM)策略。
表2 单端21电平AAMC / M-AAMC仿真系统参数
Figure 872189DEST_PATH_IMAGE035
对比图11a和图11b，M-AAMC在相单元子模块数N SM=10时可同样输出21电平交流相电压阶梯波，且其交流侧输出电压和电流的谐波含量THD均略低于AAMC相应的输出波形。因此，在子模块数量减少50%的前提下，M-AAMC拓扑交流侧输出电压与电流波形质量高，谐波畸变率小，无需装配交流滤波器。
对比图11c和图11d可以看出，由于AAMC型换流器各相经引导开关交替导通以完成交直流能量变换，直流侧电流波形均呈现固有的6脉冲纹波特性，故需在直流侧安装滤波器来平滑电流和支撑电压。
如图12b所示，由于M-AAMC拓扑对复用桥臂采用“时分复用”的思想，故子模块电容电压均呈现二倍频波动；且对比图12a可知，M-AAMC复用桥臂子模块电容电压波动过程与AAMC相似，均稳定于额定电压U c=1000V附近。
如图13a-图13b所示，第一引导开关、第二引导开关以及桥臂切换开关组均为半工频周期交替导通，所流经的电流共同形成了交流侧相电流流通通路以完成交直流能量传输。在a相相单元处于复用上桥臂导通模式时，第一引导开关以及第二桥臂切换开关导通构成该相交直流能量传输唯一通路，所流经电流为部分感性负载相电流；在复用下桥臂导通模式时，第二引导开关以及第一桥臂切换开关导通使复用桥臂复用至下桥臂，构成流通路径实现能量传输。
为进一步验证M-AAMC复用导通模式采用移项导通切换策略的有效性，本实施例以纯有功输出（或交流侧为纯阻性负载），电压调制比m=0.9为例搭建如图10所示的仿真模型，复用桥臂采用HBSM，系统参数如表3所示。
表3 施加移项导通切换策略下M-AAMC仿真系统参数
Figure 751152DEST_PATH_IMAGE036
根据式(15)可得导通移相角
Figure 816060DEST_PATH_IMAGE037
，且相单元所采用子模块数量最多，即在交流侧输出21电平阶梯波时N max=17。由图14a可知，换流器交流侧可同样输出21电平阶梯波，且其电压和电流波形质量与AAMC以及未采用PSS策略时M-AAMC拓扑相近，具有较好的交流输出特性。如图14b可以看出，电容电压在额定值1000V上下呈二倍频波动，电容电压均衡效果良好。
如图15所示，复用导通模式的采用使得复用桥臂在每工频周期内复用于上桥臂、下桥臂各一次以构成交直流能量传输路径，故复用桥臂工作频率为二倍频。在该工况下导通移相角
Figure 653959DEST_PATH_IMAGE022
为
Figure 208437DEST_PATH_IMAGE038
，根据调制原理，复用桥臂子模块数目需增加以输出完整的交流电压阶梯波形。然而，换流器在四个象限内运行时，其电压调制比m在[0,1]内变化，无需过调制运行，故复用桥臂仅需输出正压，可采用HBSM替代FBSM，减小了换流器投资成本以及运行损耗。
在交流侧桥臂切换开关组处于关断状态时，其两端所承受电压为该相复用桥臂输出电压，如图16a-图16b所示，在采用PSS策略时，复用桥臂输出的单相电压施加于处于关断状态的开关两端，故可采用单相耐压型桥臂切换开关。相较于未采用切换策略时，需承担双向电压的双向型桥臂切换开关，在IGBT数量基本不变的前提下大幅减少了二极管使用数量。单向型桥臂切换开关以及HBSM的使用进一步实现了M-AAMC换流器的轻型化和紧凑化设计，降低了投资成本以及运行损耗。
本实施例基于AAMC提出一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，并采用移相导通切换策略，通过在相单元增设桥臂切换开关组，并与上下桥臂中引导开关协调配合，实现复用桥臂中波形整形电路的全工频周期利用。其次，M-AAMC换流器在NLM调制策略下可实现子模块电容电压均衡，且交流侧输出波形质量高，可顺利完成交直流能量传输，运行效果良好。再者，对M-AAMC复用导通模式采用移相导通切换，增加导通移相角，实现M-AAMC在不同电压调制比下的全工况运行，且由于M-AAMC无需过调制运行，故可采用更具经济性优势的半桥子模块以及单相耐压型桥臂切换开关，进一步实现了换流站的轻型化与紧凑化设计，并降低投资成本以及运行损耗。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (9)

1.一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，其特征在于，包括三个结构相同的相单元，每个相单元均包括上桥臂、复用桥臂、下桥臂和桥臂切换开关组；
所述上桥臂和下桥臂分别为第一引导开关和第二引导开关，所述桥臂切换开关组包括第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关，所述复用桥臂包括若干个级联的半桥子模块，复用桥臂的两端分别通过第一引导开关和第二引导开关连接至直流侧端口，复用桥臂两端的交流输出端口分别通过第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关连接至交流电网；
所述第一引导开关和第二桥臂切换开关为复用上桥臂导通开关组，且开闭状态一致，所述第二引导开关和第一桥臂切换开关为复用下桥臂导通开关组，且开闭状态一致，两组开关组交替导通，在相电压过零点且滞后设定的导通移相角后，切换复用导通模式。
2.如权利要求1所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，其特征在于，所述第一桥臂切换开关和第二桥臂切换开关均采用单向耐压型桥臂切换开关，单向耐压型桥臂切换开关包括若干个串联的IGBT开关单元，且至少有一个IGBT开关单元反向串联。
3.如权利要求1所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，其特征在于，当第一引导开关和第二桥臂切换开关导通，第二引导开关和第一桥臂切换开关关断时，复用桥臂被复用到上桥臂，此时为复用上桥臂导通模式；当第一引导开关和第二桥臂切换开关关断，第二引导开关和第一桥臂切换开关导通时，复用桥臂被复用到下桥臂，此时为复用下桥臂导通模式。
4.如权利要求1所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，其特征在于，所述导通移相角的取值范围为
Figure 512999DEST_PATH_IMAGE001
。
5.如权利要求4所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，其特征在于，通过调整导通移相角实现不同工况下功率因数角与电压调制比之间的匹配，以使得复用桥臂中半桥子模块电容能量的平衡。
6.如权利要求5所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，其特征在于，电压调制比m、功率因数角
Figure 658678DEST_PATH_IMAGE002
与导通移相角
Figure 844809DEST_PATH_IMAGE003
之间的关系为：
Figure 457056DEST_PATH_IMAGE004
。
7.如权利要求1所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，其特征在于，复用桥臂在每半工频周期分别与上桥臂和下桥臂联结形成功率流通路径，以实现复用桥臂的全周期利用。
8.一种复用型桥臂交替导通多电平换流器的控制方法，其特征在于，采用权利要求1-7任一项所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器，包括：采用移项导通切换策略对复用上桥臂导通模式和复用下桥臂导通模式进行切换，以实现不同电压调制比下的全工况运行；所述移项导通切换策略为在相电压过零点且滞后设定的导通移相角后进行复用导通模式的切换。
9.如权利要求8所述的一种复用型桥臂交替导通多电平换流器的控制方法，其特征在于，所述复用上桥臂导通模式为第一引导开关和第二桥臂切换开关导通，第二引导开关和第一桥臂切换开关关断，复用桥臂被复用到上桥臂；所述复用下桥臂导通模式为第一引导开关和第二桥臂切换开关关断，第二引导开关和第一桥臂切换开关导通，复用桥臂被复用到下桥臂。
CN202210565669.XA 2022-05-24 2022-05-24 一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法 Pending CN114665733A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210565669.XA CN114665733A (zh) 2022-05-24 2022-05-24 一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210565669.XA CN114665733A (zh) 2022-05-24 2022-05-24 一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114665733A true CN114665733A (zh) 2022-06-24

Family

ID=82037160

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210565669.XA Pending CN114665733A (zh) 2022-05-24 2022-05-24 一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114665733A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116317661A (zh) * 2023-05-16 2023-06-23 华北电力大学（保定） 一种am-mmc的交流启动控制方法及控制系统
CN118174570A (zh) * 2024-05-15 2024-06-11 华北电力大学（保定） 一种直流侧能量交换的轻型化mmc及其控制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101340159A (zh) * 2008-08-25 2009-01-07 北京交通大学 可实现整流和逆变的多电平t型变换器的拓扑结构
CN107707122A (zh) * 2017-11-28 2018-02-16 合肥巨动力系统有限公司 一种Boost双向DC/DC变换器
CN110752763A (zh) * 2019-10-17 2020-02-04 浙江大学 一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法
CN110798090A (zh) * 2019-11-26 2020-02-14 浙江大学 一种组合型模块化多电平换流拓扑及其调制方法
CN114070111A (zh) * 2021-11-24 2022-02-18 东南大学 一种复用桥臂选择型mmc拓扑结构

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101340159A (zh) * 2008-08-25 2009-01-07 北京交通大学 可实现整流和逆变的多电平t型变换器的拓扑结构
CN107707122A (zh) * 2017-11-28 2018-02-16 合肥巨动力系统有限公司 一种Boost双向DC/DC变换器
CN110752763A (zh) * 2019-10-17 2020-02-04 浙江大学 一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法
CN110798090A (zh) * 2019-11-26 2020-02-14 浙江大学 一种组合型模块化多电平换流拓扑及其调制方法
CN114070111A (zh) * 2021-11-24 2022-02-18 东南大学 一种复用桥臂选择型mmc拓扑结构

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116317661A (zh) * 2023-05-16 2023-06-23 华北电力大学（保定） 一种am-mmc的交流启动控制方法及控制系统
CN118174570A (zh) * 2024-05-15 2024-06-11 华北电力大学（保定） 一种直流侧能量交换的轻型化mmc及其控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103516230B (zh) 双向潮流控制的多电平互平衡固态变压器及其实现方法
Kolar et al. The essence of three-phase PFC rectifier systems
CN110752763B (zh) 一种模块化多电平换流器拓扑及其调制方法
CN108599583B (zh) 一种基于模块化多电平变换器的通用柔性能量管理系统
CN107070287A (zh) 电能路由器和电能路由器子模块
CN102522913A (zh) 基于h全桥子单元的混合多电平变流拓扑及其控制方法
CN114665733A (zh) 一种复用型桥臂交替导通多电平换流器及其控制方法
CN105577012A (zh) 一种混合五电平变流器及其控制方法
CN103731035A (zh) 一种基于模块化多电平换流器拓扑结构的dc-dc变换器
CN107204714A (zh) 三电平间接矩阵变换器及控制方法
CN108377104B (zh) 一种应用于混合型三相三电平有源中点箝位式变换器的空间矢量控制方法
CN105226978A (zh) 一种五电平逆变器及其应用电路
CN111682787A (zh) 基于隔离变换器模块的单级式三相交直流变换器及方法
CN111371336B (zh) 一种基于能量自平衡电路的混合型模块化多电平变换器
CN109980968B (zh) 一种模块化多电平变换器、控制系统及其应用
CN108683349A (zh) 一种三电平直接矩阵变换器双空间矢量调制方法
CN113346764B (zh) 一种基于高频磁耦合模块的中压变流器拓扑结构
CN107947599A (zh) 电力电子变流器
CN111953223A (zh) 一种三相四线制三电平变流器中点电压平衡方法
CN115065230A (zh) 一种三相无桥sepic型pfc变换器
CN109347335B (zh) 一种适用于电流源控制的模块化多电平换流器桥臂拓扑
CN114421802A (zh) 一种桥臂飞跨型模块化多电平换流器拓扑及其控制方法
Tayyab et al. Submodule capacitor voltage balancing of modular multilevel converter
CN105024578A (zh) 一种三相模块化多电平变换器并联系统及其控制方法
Woldegiorgis et al. The Star-Switched MMC (SSMMC)-a hybrid VSC for HVDC applications

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
RJ01 Rejection of invention patent application after publication
RJ01 Rejection of invention patent application after publication

Application publication date: 20220624