CN113992112A - 一种轻型mmc电机驱动系统拓扑及其调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种轻型MMC电机驱动系统拓扑及其调制方法，属于电力电子变换器领域，拓扑包括模块化多电平换流器结构、若干个半桥与电容结构、若干个附加半桥结构、若干个三绕组高频变压器结构和三相桥臂；半桥与电容结构和附加半桥结构组成新型子模块；三绕组高频变压器结构将所有新型子模块互联在一起；三相桥臂中每相桥臂分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个新型子模块和上桥臂电感L _arm1、L _arm3、L _arm5，每相下桥臂均包括n个新型子模块和下桥臂电感L _arm2、L _arm4、L _arm6；采用功率耦合通道开环同步调制方法。本发明能够抑制电机运行全转速范围内的子模块电容电压波动，同时一定程度上减小系统共模电压。

Description

一种轻型MMC电机驱动系统拓扑及其调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其是一种轻型MMC电机驱动系统拓扑及其调制方法，用于中压电机驱动系统。

背景技术

随着经济和社会的发展，中压大功率电机在风机、水泵、铁路牵引和船舶推进装置等方面的应用日益广泛，而采用中压调速驱动系统可显著节省电能，优化控制，延长电机寿命，提升电机性能。其中，中压调速驱动系统的研究热点是多电平变换器技术。

在几种多电平变换器拓扑中，MMC凭借其输出电压波形的低谐波畸变率、含公共直流母线、易于拓展和冗余设计等优势而受到各界广泛关注，并已成功应用在柔性直流输电系统中。而在中压电机驱动领域中，MMC也有其不可替代的优势，相较于传统的级联H桥电机驱动系统，MMC无需在各子模块中配备整流电路，且无需配备大型移相变压器，整体效率更高，安装及运输简单，且能实现电机四象限运行，更适合进行中压大功率电机的驱动。

MMC目前没有广泛用于中压电机驱动的主要原因为：当电机运行在高负载转矩、低转速的工况时，较高的输出电流、较低的系统运行频率会导致子模块电容电压的大幅波动，会加剧MMC内部的功率不平衡，这通常需要配置较大尺寸的子模块电容。因此，MMC在中压电机驱动中的应用范围局限在平方降转矩负载中，例如风机、水泵等，而不适用于恒转矩负载。

针对MMC低频运行时的电容电压波动问题，国内外学者已经进行了一定程度的研究。目前最有效的减小子模块电容电压波动的方式为向MMC的三相调制波中直接注入高频共模电压，同时间接注入高频环流，本质上是在MMC上、下桥臂间建立一种高频功率交换，以减小桥臂间的功率不平衡。但是，注入的共模电压会增大电机绕组的绝缘应力，并产生流经电机轴承的高频漏电流，严重危害电机，缩短电机的寿命。不仅如此，注入的环流还会显著增大开关器件的电流应力，增大系统的损耗。

除了对调制策略进行优化之外，多数已有研究还会从改善拓扑的角度去解决MMC低频时的电容电压波动问题。有学者提出了一种新的背靠背型MMC解决方案，将网侧MMC作为直流电流源进行控制，因此当MMC频率降低时，子模块电容电压的纹波大小基本不变。还有学者在MMC的每相上、下桥臂间添加了额外电路为波动功率构建了耦合通道，使得其中相位相反的基频波动分量能够互相抵消，从而减小了子模块电容电压的波动量。以上改善拓扑的方案都是通过对附加电路进行闭环控制实现的，需要大量的检测电路与控制运算资源。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种轻型MMC电机驱动系统拓扑及其调制方法，可以消除子模块电容电压纹波，提升系统功率密度，同时实现电机侧的共模电压抑制。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种轻型MMC电机驱动系统拓扑，包括模块化多电平换流器结构、若干个半桥与电容结构、若干个附加半桥结构、若干个三绕组高频变压器结构和三相桥臂；若干个半桥与电容结构和若干个附加半桥结构组成若干个新型子模块；三绕组高频变压器结构将所有新型子模块互联在一起；所述三相桥臂中每相桥臂分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个新型子模块和上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5，每相下桥臂均包括n个新型子模块和下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述新型子模块包括第一功率开关管Q₁、第二功率开关管Q₂、第一子模块电容C_sm1、第二子模块电容C_sm2、第三功率开关管S₁和第四功率开关管S₂；所述三绕组高频变压器结构包含第一绕组N₁、第二绕组N₂和第三绕组N₃；所述第一功率开关管Q₁的源极与所述第二功率开关管Q₂的漏极相连；所述第三功率开关管S₁的源极与所述第四功率开关管S₂的漏极相连；所述第一功率开关管Q₁的漏极与所述第三功率开关管S₁的漏极相连；所述第二功率开关管Q₂的源极与所述第四功率开关管S₂的源极相连；所述第一子模块电容C_sm1的一端与所述第一功率开关管Q₁的漏极连接，所述第一子模块电容C_sm1的另一端与第二子模块电容C_sm2的一端连接，所述第二子模块电容C_sm2的另一端与所述第二功率开关管Q₂的源极连接；所述第一绕组N₁的同名端连接到所述第三功率开关管S₁以及所述第四功率开关管S₂所组成的桥臂中点，所述第一绕组N₁的异名端连接到所述第一子模块电容C_sm1以及所述第二子模块电容C_sm2所组成的桥臂中点。

本发明技术方案的进一步改进在于：每相上半桥臂第一个新型子模块的第一功率开关管Q₁与第二功率开关管Q₂组成的桥臂中点与中压直流母线的正极相连，第二功率开关管Q₂的源极与下一新型子模块的第二功率开关管Q₂的漏极相连；三相上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5的一端与每相上半桥臂最后一个新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极连接，三相上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5的另一端分别连接三相异步电机的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6的一端分别连接三相异步电机的a相、b相、c相，下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6的另一端与每相下半桥臂第一个新型子模块的第一功率开关管Q₁的漏极连接；每相下半桥臂新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极与下一新型子模块的第二功率开关管Q₂的漏极相连，最后一个新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极与中压直流母线的负极相连；中压直流母线由两个大小为1/2V_dc的等效直流电源组成，第一个等效直流电源的正极与中压直流母线的正极相连，第一个等效直流电源的负极与第二个等效直流电源的正极相连，第二个等效直流电源的负极与中压直流母线的负极相连；MMC的交流输出侧为三相异步电机；第一个等效直流电源的负极与零电位点o相连，三相异步电机的中点为o’。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述模块化多电平换流器结构的半桥与电容结构输入电流包含直流分量与交流分量；所述交流分量主要包括基频分量与2倍频分量；基频分量i_u1a、i_u1b、i_u1c与i_d1a、i_d1b、i_d1c相位相同且均呈三相正序，2倍频分量i_u2a、i_u2b、i_u2c与i_d2a、i_d2b、i_d2c相位相反且均呈三相负序。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述新型子模块在半桥与电容结构的基础上引入新的半桥电路，所有新型子模块采用相同的附加半桥结构，MMC三相相同水平位置的三个附加半桥电路通过一个变比为1:1:1的三绕组高频变压器相连，且三绕组的同名端位置相同。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述新型子模块电流中交流分量i_{ac_ux}包括流向自身电容的纹波电流分量i_{ac_ux1}和流向后级的纹波电流分量i_{ac_ux2}，在任一相的等效电流源i_{ac_ux}单独作用时，三相互联的附加半桥结构可简化为等效阻抗模型，根据纹波电流分量i_{ac_ux1}和i_{ac_ux2}分别建立两种等效阻抗模型，等效阻抗模型与MMC基频ω、第一子模块电容C_sm1和高频变压器漏感L_σ有关，所述流向自身电容的纹波电流分量i_{ac_ux1}流经的等效阻抗模型为(-ω²L_σC_sm1i_{ac_uxa})/(1-ω²L_σC_sm1),所述流向后级的纹波电流分量i_{ac_ux2}流经的等效阻抗模型为i_{ac_ux}/(1-ω²L_σC_sm1)。

一种轻型MMC电机驱动系统拓扑的调制方法，其特征在于：所述调制方法采用功率耦合通道开环同步调制，包括半桥与电容结构的控制和附加半桥结构的控制；所述半桥与电容结构的控制采用电机驱动闭环控制；所述附加半桥结构的控制采用相同且为50％占空比的开环同步信号控制。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述半桥与电容结构的控制的一种控制方法为矢量控制，所述矢量控制包括磁链、转速外环控制和dq坐标系下电流内环控制且采用载波移相脉宽调制方法，具体包括以下过程：

1)通过电机的速度传感器得到电机的实际转子角频率值ω_r，将输出电流值i_a、i_b、i_c进行dq变换得到dq坐标系下的电流值i_d和i_q，经过电流模型计算得到相角θ和转子磁链ψ_r，将电流值i_q乘电机励磁电感L_m再除以转子时间常数T_r并除以转子磁链ψ_r后加转子角频率值ω_r得到同步角频率ω；

2)将转子磁链给定值ψ_r ^*减去转子磁链实际值ψ_r，其差经过磁链控制器得到电流内环的d轴给定值i_d ^*，i_d ^*减去输出电流实际值在d轴的分量i_d,其差经过PI调节器的输出值减去输出电流在q轴的分量i_q与ω相乘并与漏感L_σ相乘后的值实现对i_d的前馈解耦，得到调制电压在d轴的分量u_d ^*；

3)将转子角频率给定值ω_r ^*减去转子角频率实际值ω_r，其差经过转速控制器得到电流内环的q轴给定值i_q ^*，i_q ^*减去输出电流实际值在q轴的分量i_q,其差经过PI调节器的输出值减去输出电流在d轴的分量i_d与ω相乘并与交流侧等效电感L相乘后的值实现对i_q的前馈解耦，得到调制电压在q轴的分量u_q ^*；

4)将步骤2)和步骤3)的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制电压分量u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*，三相调制电压分量经过载波移相调制得到半桥与电容结构的驱动信号S_MMC。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述附加半桥结构的控制为基于开关频率f与开环占空比D的开环控制，具体如下：所述第三功率开关管S₁和第四功率开关管S₂驱动信号Q_HFL互补，占空比D固定为50％，且所有附加半桥结构的驱动信号均相同，死区时间内谐振电流对预导通开关器件寄生电容完全放电实现零电压开通。

由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：

1、本发明的MMC电机驱动系统具有较高的功率密度，利用新型子模块波动电流间的三相对称性，使所有新型子模块中的波动电流分量通过高频变压器相互抵消，从而大幅度降低了MMC子模块电容容值，明显减小了系统的体积；可以消除子模块电容电压纹波，提升系统功率密度，同时实现电机侧的共模电压抑制。

2、本发明以附加电路的形式实现了共模电压的抑制，MMC侧只需要完成基本的功率转换控制，不需要设计额外的电容电压波动抑制策略，半桥与电容结构和附加半桥结构是独立运行的，两者之间不需进行信息交互，并且附加半桥结构工作在最简单的开环模式下，极大地简化了MMC侧的控制。

3、本发明的MMC电机驱动系统控制简单，其中MMC级只需要采用基本的电机控制方法，适用于矢量控制方式，同时也适用于恒压频比控制方式，不需要设计额外的电容电压波动抑制方法；附加电路采用最简单的开环控制，显著节省检测与计算资源。

4、本发明的MMC电机驱动系统具备较好的负载条件，在系统的调制方法中，MMC级不需注入高频共模电压，且新型子模块电容电压波动的大幅减小会一定程度上减小系统的共模电压，减小共模电压对电机的危害，有效提升电机的寿命。

附图说明

图1是本发明的电气原理图；

图2是本发明的子模块N-SM电气原理示意图；

图3是本发明中常规三相MMC拓扑的上桥臂与下桥臂子模块基频电流纹波分量示意图；

图4是本发明中常规三相MMC拓扑的上桥臂与下桥臂子模块2倍频电流纹波分量示意图；

图5是本发明的附加半桥结构在第三功率开关管S₁开通且第四功率开关管S₂关断时的工作原理图；

图6是本发明的附加半桥结构在第三功率开关管S₁关断且第四功率开关管S₂开通时的工作原理图；

图7是本发明的附加半桥结构的工作原理示意图；

图8是本发明的附加半桥结构三相互联后的简化等效电路图；

图9是本发明的调制方法示意图；

图10是本发明的一种具体调制方法示意图；

图11是本发明的附加半桥结构调制的开关时序图；

其中，MVDC为中压直流母线、V_dc为中压直流母线电压；L_arm1、L_arm2、L_arm3、L_arm4、L_arm5、L_arm6为桥臂电感；N-SM₁…N-SM_n为新型子模块；T₁、T₂…T_2N为三绕组高频变压器结构；a、b、c为三相异步电动机的三相定子绕组连接端；o为零电位点、o’为三相异步电机的中点；SM为半桥与电容结构、HB为附加半桥结构；T为高频变压器；Q₁、Q₂、S₁、S₂、C_sm1、C_sm2分别为第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管、第四功率开关管、第一子模块电容、第二子模块电容；N₁、N₂、N₃分别为高频变压器的第一绕组、第二绕组、第三绕组；i_u1a、i_u1b、i_u1c、i_d1a、i_d1b、i_d1c分别为a相上桥臂模块波动电流的基频分量、b相上桥臂模块波动电流的基频分量、c相上桥臂模块波动电流的基频分量、a相下桥臂模块波动电流的基频分量、b相下桥臂模块波动电流的基频分量、c相下桥臂子模块波动电流的基频分量；i_u2a、i_u2b、i_u2c、i_d2a、i_d2b和i_d2c分别为a相上桥臂子模块波动电流的2倍频分量、b相上桥臂子模块波动电流的2倍频分量、c相上桥臂子模块波动电流的2倍频分量、a相下桥臂子模块波动电流的2倍频分量、b相下桥臂子模块波动电流的2倍频分量、c相下桥臂子模块波动电流的2倍频分量；i_{ac_ux}为x相上桥臂新型子模块波动电流中的交流分量、i_{ac_ux1}为其中流向子模块电容的波动电流分量、i_{ac_ux2}为其中流向附加半桥结构的波动电流分量；L_σ为高频变压器漏感；S_MMC为半桥与电容结构的开关信号、S_HB为附加半桥结构的开关信号；i_a、i_b、i_c、i_d、i_q分别为MMC的a相的输出电流、b相的输出电流、c相的输出电流、旋转坐标系下d轴的输出电流、旋转坐标系下q轴的输出电流；ω_r为转子角频率实际值、θ为相角、ψ_r为转子磁链；L_m为电机励磁电感、T_r为转子时间常数、ω为同步角频率；ψ_r ^*为转子磁链给定值、ω_r ^*为转子角频率给定值；i_d ^*、i_q ^*分别为旋转坐标系下d轴的电流内环给定值、旋转坐标系下q轴的电流内环给定值；u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*、u_d ^*、u_q ^*分别为调制电压的a相的给定值、b相的给定值、c相的给定值、旋转坐标系下d轴的给定值、旋转坐标系下q轴的给定值；u_sm为子模块电容电压、i_T为高频变压器的绕组电流。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步详细说明：

如图1、2所示，一种轻型MMC电机驱动系统拓扑，包括模块化多电平换流器结构、若干个半桥与电容结构SM、若干个附加半桥结构HB、若干个三绕组高频变压器结构T₁、T₂…T_2N和三相桥臂；若干个半桥与电容结构SM和若干个附加半桥结构HB组成若干个新型子模块N-SM₁…N-SM_n；三绕组高频变压器结构T₁、T₂…T_2N将所有新型子模块N-SM₁…N-SM_n互联在一起；所述三相桥臂中每相桥臂分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个新型子模块和上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5，每相下桥臂均包括n个新型子模块和下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6。

每相上半桥臂第一个新型子模块的第一功率开关管Q₁与第二功率开关管Q₂组成的桥臂中点与中压直流母线的正极相连，第二功率开关管Q₂的源极与下一新型子模块的第二功率开关管Q₂的漏极相连；三相上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5的一端与每相上半桥臂最后一个新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极连接，三相上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5的另一端分别连接三相异步电机的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6的一端分别连接三相异步电机的a相、b相、c相，下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6的另一端与每相下半桥臂第一个新型子模块的第一功率开关管Q₁的漏极连接；每相下半桥臂新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极与下一新型子模块的第二功率开关管Q₂的漏极相连，最后一个新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极与中压直流母线的负极相连；中压直流母线由两个大小为1/2V_dc的等效直流电源组成，第一个等效直流电源的正极与中压直流母线的正极相连，第一个等效直流电源的负极与第二个等效直流电源的正极相连，第二个等效直流电源的负极与中压直流母线的负极相连；MMC的交流输出侧为三相异步电机；第一个等效直流电源的负极与零电位点o相连，三相异步电机的中点为o’。

如图2所示，所述新型子模块包括第一功率开关管Q₁、第二功率开关管Q₂、第一子模块电容C_sm1、第二子模块电容C_sm2、第三功率开关管S₁、第四功率开关管S₂、所述三绕组高频变压器结构包含第一绕组N₁、第二绕组N₂、第三绕组N₃；所述第一功率开关管Q₁的源极与第二功率开关管Q₂的漏极相连；所述第三功率开关管S₁的源极与第四功率开关管S₂的漏极相连；所述第一功率开关管Q₁的漏极与第三功率开关管S₁的漏极相连；所述第二功率开关管Q₂的源极与第四功率开关管S₂的源极相连；所述第一子模块电容C_sm1的一端与第一功率开关管Q₁的漏极连接，所述第一子模块电容C_sm1的另一端与第二子模块电容C_sm2的一端连接，所述第二子模块电容C_sm2的另一端与第二功率开关管Q₂的源极连接；所述第一绕组N₁的同名端连接到第三功率开关管S₁以及第四功率开关管S₂所组成的桥臂中点，所述第一绕组N₁的异名端连接到第一子模块电容C_sm1以及第二子模块电容C_sm2所组成的桥臂中点。

如图3所示，所述半桥与电容结构SM输入电流的交流分量中的基频分量i_u1a、i_u1b、i_u1c与i_d1a、i_d1b、i_d1c相位相同且均呈三相正序。

如图4所示，所述半桥与电容结构SM输入电流的交流分量中的2倍频分量i_u2a、i_u2b、i_u2c与i_d2a、i_d2b、i_d2c相位相反且均呈三相负序。

如图5所示，所述附加半桥结构HB在第三功率开关管S₁开通且第四功率开关管S₂关断时，新型子模块电流中交流分量i_{ac_ux}流经第三功率开关管S₁和高频变压器绕组为第二子模块电容C_sm2充电。

如图6所示，所述附加半桥结构HB在第三功率开关管S₁关断且第四功率开关管S₂开通时，新型子模块电流中交流分量i_{ac_ux}流经第四功率开关管S₂和高频变压器绕组为第一子模块电容C_sm1充电。

如图7所示，所述新型子模块电流中交流分量i_{ac_ux}包括流向自身电容的纹波电流分量i_{ac_ux1}和流向后级的纹波电流分量i_{ac_ux2}。

如图8所示，在任一相的等效电流源i_{ac_ux}单独作用时，所述三相互联的附加半桥结构HB可简化为等效阻抗模型，根据纹波电流分量i_{ac_ux1}和i_{ac_ux2}分别建立两种等效阻抗模型，等效阻抗模型与MMC基频ω、第一子模块电容C_sm1和高频变压器漏感L_σ有关，所述纹波电流分量i_{ac_ux1}流经的等效阻抗模型为(-ω²L_σC_sm1i_{ac_uxa})/(1-ω²L_σC_sm1),所述纹波电流分量i_{ac_ux2}流经的等效阻抗模型为i_{ac_ux}/(1-ω²L_σC_sm1)。

如图9所示，一种轻型MMC电机驱动系统拓扑的调制方法，采用功率耦合通道开环同步调制，包括半桥与电容结构SM的控制和附加半桥结构HB的控制，所述半桥与电容结构SM的控制采用电机驱动闭环控制，所述附加半桥结构HB的控制采用相同且为50％占空比的开环同步信号控制。

如图10所示，所述半桥与电容结构SM的控制的一种控制方案为矢量控制(另一种控制方案为恒压频比控制方式，与矢量控制是并列方案，属于公知技术，本申请中不再赘述，本申请中以矢量控制为例)，所述矢量控制包括磁链、转速外环控制和dq坐标系下电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制方法，具体过程如下：

1)通过电机的速度传感器得到电机的实际转子角频率值ω_r，将输出电流值i_a、i_b、i_c进行dq变换得到dq坐标系下的电流值i_d和i_q，经过电流模型计算得到相角θ和转子磁链ψ_r，将电流值i_q乘电机励磁电感L_m再除以转子时间常数T_r并除以转子磁链ψ_r后加转子角频率值ω_r得到同步角频率ω；

2)将转子磁链给定值ψ_r ^*减去转子磁链实际值ψ_r，其差经过磁链控制器得到电流内环的d轴给定值i_d ^*，i_d ^*减去输出电流实际值在d轴的分量i_d,其差经过PI调节器的输出值减去输出电流在q轴的分量i_q与ω相乘并与漏感L_σ相乘后的值实现对i_d的前馈解耦，得到调制电压在d轴的分量u_d ^*；

3)将转子角频率给定值ω_r ^*减去转子角频率实际值ω_r，其差经过转速控制器得到电流内环的q轴给定值i_q ^*，i_q ^*减去输出电流实际值在q轴的分量i_q,其差经过PI调节器的输出值减去输出电流在d轴的分量i_d与ω相乘并与交流侧等效电感L相乘后的值实现对i_q的前馈解耦，得到调制电压在q轴的分量u_q ^*；

4)将步骤2)和步骤3)的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制电压分量u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*，三相调制电压分量经过载波移相调制(CPS-PWM)策略得到半桥与电容结构的驱动信号S_MMC。

所述附加半桥结构HB的控制为基于开关频率f与开环占空比D的开环控制，方法具体如下：

所述第三功率开关管S₁和第四功率开关管S₂驱动信号互补，占空比D固定为50％，且所有附加半桥结构HB的驱动信号均相同，死区时间内谐振电流对预导通开关器件寄生电容完全放电实现零电压开通。

如图11所示，所述附加半桥结构HB调制的开关时序为：当第三功率开关管S₁的驱动信号为高电平时，第四功率开关管S₂的驱动信号为低电平，子模块电容电压u_sm保持稳定，高频变压器绕组电流i_T上升且稳定在正值；当第三功率开关管S₁的驱动信号为低电平时，第四功率开关管S₂的驱动信号为高电平，子模块电容电压u_sm保持稳定，高频变压器绕组电流i_T下降且稳定在负值；附加半桥结构HB的开关时序按照此两种开关状态作周期性变化。

综上所述，本发明利用新型子模块波动电流间的三相对称性，使所有新型子模块中的波动电流分量通过高频变压器相互抵消，从而大幅度降低了MMC子模块电容容值，明显减小了系统的体积；以附加电路的形式实现了共模电压的抑制，MMC侧只需要完成基本的功率转换控制，不需要设计额外的电容电压波动抑制策略，半桥与电容结构和附加半桥结构是独立运行的，两者之间不需进行信息交互，并且附加半桥结构工作在最简单的开环模式下，极大地简化了MMC侧的控制。

Claims (9)

1.一种轻型MMC电机驱动系统拓扑，其特征在于：包括模块化多电平换流器结构、若干个半桥与电容结构、若干个附加半桥结构、若干个三绕组高频变压器结构和三相桥臂；若干个半桥与电容结构和若干个附加半桥结构组成若干个新型子模块；三绕组高频变压器结构将所有新型子模块互联在一起；所述三相桥臂中每相桥臂分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个新型子模块和上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5，每相下桥臂均包括n个新型子模块和下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6。

2.根据权利要求1所述的一种轻型MMC电机驱动系统拓扑，其特征在于：所述新型子模块包括第一功率开关管Q₁、第二功率开关管Q₂、第一子模块电容C_sm1、第二子模块电容C_sm2、第三功率开关管S₁和第四功率开关管S₂；所述三绕组高频变压器结构包含第一绕组N₁、第二绕组N₂和第三绕组N₃；所述第一功率开关管Q₁的源极与所述第二功率开关管Q₂的漏极相连；所述第三功率开关管S₁的源极与所述第四功率开关管S₂的漏极相连；所述第一功率开关管Q₁的漏极与所述第三功率开关管S₁的漏极相连；所述第二功率开关管Q₂的源极与所述第四功率开关管S₂的源极相连；所述第一子模块电容C_sm1的一端与所述第一功率开关管Q₁的漏极连接，所述第一子模块电容C_sm1的另一端与第二子模块电容C_sm2的一端连接，所述第二子模块电容C_sm2的另一端与所述第二功率开关管Q₂的源极连接；所述第一绕组N₁的同名端连接到所述第三功率开关管S₁以及所述第四功率开关管S₂所组成的桥臂中点，所述第一绕组N₁的异名端连接到所述第一子模块电容C_sm1以及所述第二子模块电容C_sm2所组成的桥臂中点。

3.根据权利要求2所述的一种轻型MMC电机驱动系统拓扑，其特征在于：每相上半桥臂第一个新型子模块的第一功率开关管Q₁与第二功率开关管Q₂组成的桥臂中点与中压直流母线的正极相连，第二功率开关管Q₂的源极与下一新型子模块的第二功率开关管Q₂的漏极相连；三相上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5的一端与每相上半桥臂最后一个新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极连接，三相上桥臂电感L_arm1、L_arm3、L_arm5的另一端分别连接三相异步电机的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6的一端分别连接三相异步电机的a相、b相、c相，下桥臂电感L_arm2、L_arm4、L_arm6的另一端与每相下半桥臂第一个新型子模块的第一功率开关管Q₁的漏极连接；每相下半桥臂新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极与下一新型子模块的第二功率开关管Q₂的漏极相连，最后一个新型子模块的第二功率开关管Q₂的源极与中压直流母线的负极相连；中压直流母线由两个大小为1/2V_dc的等效直流电源组成，第一个等效直流电源的正极与中压直流母线的正极相连，第一个等效直流电源的负极与第二个等效直流电源的正极相连，第二个等效直流电源的负极与中压直流母线的负极相连；MMC的交流输出侧为三相异步电机；第一个等效直流电源的负极与零电位点o相连，三相异步电机的中点为o’。

4.根据权利要求1所述的一种轻型MMC电机驱动系统拓扑，其特征在于：所述模块化多电平换流器结构的半桥与电容结构输入电流包含直流分量与交流分量；所述交流分量主要包括基频分量与2倍频分量；基频分量i_u1a、i_u1b、i_u1c与i_d1a、i_d1b、i_d1c相位相同且均呈三相正序，2倍频分量i_u2a、i_u2b、i_u2c与i_d2a、i_d2b、i_d2c相位相反且均呈三相负序。

5.根据权利要求1所述的一种轻型MMC电机驱动系统拓扑，其特征在于：所述新型子模块在半桥与电容结构的基础上引入新的半桥电路，所有新型子模块采用相同的附加半桥结构，MMC三相相同水平位置的三个附加半桥电路通过一个变比为1:1:1的三绕组高频变压器相连，且三绕组的同名端位置相同。

6.根据权利要求5所述的一种轻型MMC电机驱动系统拓扑，其特征在于：所述新型子模块电流中交流分量i_{ac_ux}包括流向自身电容的纹波电流分量i_{ac_ux1}和流向后级的纹波电流分量i_{ac_ux2}，在任一相的等效电流源i_{ac_ux}单独作用时，三相互联的附加半桥结构可简化为等效阻抗模型，根据纹波电流分量i_{ac_ux1}和i_{ac_ux2}分别建立两种等效阻抗模型，等效阻抗模型与MMC基频ω、第一子模块电容C_sm1和高频变压器漏感L_σ有关，所述流向自身电容的纹波电流分量i_{ac_ux1}流经的等效阻抗模型为(-ω²L_σC_sm1i_{ac_uxa})/(1-ω²L_σC_sm1)，所述流向后级的纹波电流分量i_{ac_ux2}流经的等效阻抗模型为i_{ac_ux}/(1-ω²L_σC_sm1)。

7.一种如根据权利要求1～6任一项所述的轻型MMC电机驱动系统拓扑的调制方法，其特征在于：所述调制方法采用功率耦合通道开环同步调制，包括半桥与电容结构的控制和附加半桥结构的控制；所述半桥与电容结构的控制采用电机驱动闭环控制；所述附加半桥结构的控制采用相同且为50％占空比的开环同步信号控制。

8.根据权利要求7所述的一种轻型MMC电机驱动系统拓扑的调制方法，其特征在于：所述半桥与电容结构的控制的一种控制方法为矢量控制，所述矢量控制包括磁链、转速外环控制和dq坐标系下电流内环控制且采用载波移相脉宽调制方法，具体包括以下过程：

1)通过电机的速度传感器得到电机的实际转子角频率值ω_r，将输出电流值i_a、i_b、i_c进行dq变换得到dq坐标系下的电流值i_d和i_q，经过电流模型计算得到相角θ和转子磁链ψ_r，将电流值i_q乘电机励磁电感L_m再除以转子时间常数T_r并除以转子磁链ψ_r后加转子角频率值ω_r得到同步角频率ω；

2)将转子磁链给定值ψ_r ^*减去转子磁链实际值ψ_r，其差经过磁链控制器得到电流内环的d轴给定值i_d ^*，i_d ^*减去输出电流实际值在d轴的分量i_d,其差经过PI调节器的输出值减去输出电流在q轴的分量i_q与ω相乘并与漏感L_σ相乘后的值实现对i_d的前馈解耦，得到调制电压在d轴的分量u_d ^*；

3)将转子角频率给定值ω_r ^*减去转子角频率实际值ω_r，其差经过转速控制器得到电流内环的q轴给定值i_q ^*，i_q ^*减去输出电流实际值在q轴的分量i_q,其差经过PI调节器的输出值减去输出电流在d轴的分量i_d与ω相乘并与交流侧等效电感L相乘后的值实现对i_q的前馈解耦，得到调制电压在q轴的分量u_q ^*；

4)将步骤2)和步骤3)的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制电压分量u_a ^*、u_b ^*、u_c ^*，三相调制电压分量经过载波移相调制得到半桥与电容结构的驱动信号S_MMC。

9.根据权利要求7所述的一种轻型MMC电机驱动系统拓扑的调制方法，其特征在于：所述附加半桥结构的控制为基于开关频率f与开环占空比D的开环控制，具体如下：所述第三功率开关管S₁和第四功率开关管S₂驱动信号Q_HFL互补，占空比D固定为50％，且所有附加半桥结构的驱动信号均相同，死区时间内谐振电流对预导通开关器件寄生电容完全放电实现零电压开通。

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