CN113078830A - 一种高频链互联的chb-sst拓扑及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及中低压混合交直流组网的固态变压器技术领域，具体涉及一种高频链互联的CHB‑SST拓扑及其控制方法，包括：全桥与电容结构、全桥结构的高频链路、全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构和三相桥臂，所述全桥结构的高频链路和全桥与电容结构组成隔离子模块，所述全桥结构的高频链路将所有隔离子模块互联在一起，所述全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构输出端并联形成低压直流母线，所述三相桥臂中每相桥臂包括n个隔离子模块和桥臂电感L a、L b、L c；本发明消除了SM电容电压纹波。

Description

一种高频链互联的CHB-SST拓扑及其控制方法
技术领域
本发明涉及中低压混合交直流组网的固态变压器技术领域，具体涉及一种高频链互联的CHB-SST拓扑及其控制方法。
背景技术
伴随可再生能源渗透率的提高以及直流负荷比重的逐步增大，直流系统在电能传输与智能电网中得到越来越广泛的应用，连接中低压混合交直流的变压器技术也逐渐成为研究的热点。固态变压器又叫做电力电子变压器，是将电力电子技术与高频电能变换技术相结合的新型电力电子设备，在实现传统变压器电压等级变换与电气隔离的基础上，能够在故障隔离、智能通讯、以及连接可再生能源与储能系统等方面弥补传统变压器的不足。
近年来，多电平变换器逐渐发展为大功率中压变换应用中不可缺少的环节，其中CHB结构每个基本单元都存在着模块化的直流电压源，采用全桥子模块级联的方式提升输出电压等级，对于交流侧产生特定数量的电平需要需要最少数量的开关，其控制方法简单，具备低开关频率、布局简单、模块化程度高、冗余性好等优势，是当下中低压直流配电应用中的常用拓扑结构。CHB结构的子模块电容电压波动是基于CHB的SST中的固有问题，这通常需要较大尺寸的电容来进行抑制，极大程度的限制了CHB-SST系统功率密度的提升。所以减小CHB电容的尺寸，对于SST的实际工程应用具有重要意义。
目前对于解决CHB结构子模块电容电压波动的方法，通常分为硬件滤波与软件抑制的方法，现已有的大量采用硬件滤除直流电压纹波的方法主要包括直流侧并联大电容或LC滤波器，以及在直流侧并联有源电力滤波(APF)电路，其中APF电路又分为电容型APF、电感型APF以及LC型APF三种方式。上述采用硬件滤除二倍频纹波分量的方法，可以取得较好的效果，但增加了额外的电感电容元件和开关器件，增加了系统的空间体积、功率损耗与成本，此外当APF输出电流的频率与CHB的开关谐波频率一致时，谐波能量交换会引起严重的直流电容器能量不平衡。针对软件抑制的方案有的学者提出一种改进的低频方波调制和高频脉宽调制混合的调制方法，通过引入零模式工作状态，来控制子模块电容的充放电以抑制直流侧的电压波动，有的学者提出了一次侧全桥调制的非连续调制方法，以减轻电网侧直流链路的电压波动。上述改进调制方法的方案可以在某种程度上实现对纹波的抑制，但增加了控制难度并可能引起直流侧电压的发散，降低DC-DC侧的输出电能质量。另一种软件抑制的方法是通过注入基于基频的电流分量来实现三相之间的功率重新分配以抑制直流侧电压波动，上述方案通过功率控制来减小直流侧电压波动，控制结构相对于改进载波调制方法简单，但增加了跟踪注入波形的难度。
发明内容
针对上述的不足，本发明提供一种高频链互联的CHB-SST拓扑及控制方法，消除SM电容电压纹波实现缩小子模块电容体积的功能。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种高频链互联的CHB-SST拓扑，包括：全桥与电容结构、全桥结构的高频链路、全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构和三相桥臂，所述全桥结构的高频链路和全桥与电容结构组成隔离子模块，所述全桥结构的高频链路将所有隔离子模块互联在一起，所述全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构输出端并联形成低压直流母线，所述三相桥臂中每相桥臂包括n个隔离子模块和桥臂电感L a、L b、L c。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述隔离子模块，包括：第一功率开关管Qi-1、第二功率开关管Qi-2、第三功率开关管Qi-3、第四功率开关管Qi-4、第一电容C i、第五功率开关管Qi-5、第六功率开关管Qi-6、第七功率开关管Qi-7、第八功率开关管Qi-8、所述第一功率开关管Qi-1的漏极与第三功率开关管Qi-3、第五功率开关管Qi-5、及第七功率开关管Qi-7的漏极相连；所述第二功率开关管Qi-2的源极与第四功率开关管Qi-4、第六功率开关管Qi-6的源极及第八功率开关管Qi-8的源极相连；所述第一功率开关管Qi-1的源极与第二功率开关管Qi-2的漏极相连；所述第三功率开关管Qi-3的源极与第四功率开关管Qi-4的漏极相连；所述第五功率开关管Qi-5的源极与第六功率开关管Qi-6的漏极相连；所述第七功率开关管Qi-7的源极与第八功率开关管Qi-8的漏极相连；所述第一电容C i的一端与第三功率开关管Qi-3的漏极连接，所述第一电容C i的另一端与第四功率开关管Qi-4的源极连接。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构，包括：第五功率开关管Qi-5、第六功率开关管Qi-6、第七功率开关管Qi-7、第八功率开关管Qi-8、第九功率开关管Qi-9、第十功率开关管Qi-10、第十一功率开关管Qi-11、第十二功率开关管Qi-12、第二电容C o、四绕组高频变压器T i、所述四绕组高频变压器包含第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3、第四绕组N4；第一移相电感L；所述的第九功率开关管Qi-9的漏极与第十一功率开关管Qi-11的漏极相连；所述的第十功率开关管Qi-10的源极与第十二功率开关管Qi-12的源极相连；所述的第九功率开关管Qi-9的源极与第十功率开关管Qi-10的漏极相连；所述的第十一功率开关管Qi-11的源极与第十二功率开关管Qi-12的漏极相连；所述第二电容C o的一端与第十一功率开关管Qi-11的漏极连接，所述第二电容C o的另一端与第十二功率开关管Qi-12的源极连接；所述的第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的同名端分别与每相桥臂的第五功率开关管Qi-5以及第六功率开关管Qi-6所组成的桥臂中点相连，所述的第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的异名端分别与每相桥臂的第七功率开关管Qi-7以及第八功率开关管Qi-8所组成的桥臂中点相连；所述的第四绕组N4的同名端与第一移相电感L的一端相连，所述的第四绕组N4的异名端与第十一功率开关管Qi-11以及第十二功率开关管Qi-12所组成的桥臂中点相连；所述的第一移相电感的另一端与第九功率开关管Qi-9以及第十功率开关管Qi-10所组成的桥臂中点相连；所有四有源桥变换器中的第二电容C o的两端分别对应相连组成低压直流母线。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述每相桥臂的第一个隔离子模块的第一功率开关管Qi-1与第二功率开关管Qi-2组成的中点分别与桥臂电感L a、L b、L c的一端相连；所述的三相桥臂电感L a、L b、L c的另一端连接到中压交流母线；所述第三功率开关管Qi-3与第四功率开关管Qi-4组成的桥臂中点与下一隔离子模块的第一功率开关管Qi-1与第二功率开关管Qi-2组成的桥臂中点相连；所述的每相桥臂最后一个隔离子模块的第三功率开关管Qi-3与第四功率开关管Qi-4组成的桥臂中点相连，形成级联H桥变换器结构。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述级联H桥变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括2倍频分量，在CHB-SST拓扑三相桥臂横向隔离子模块之间，波动电流中二倍频分量i c2-ai、i c2-bi、i c2-ci呈三相对称特性。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述隔离子模块电流中交流分量i uxac分为流向自身电容的纹波电流分量i uxac1与流向后级的纹波电流分量i uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，所述包括电容与全桥结构和全桥结构的高频链路的隔离子模块的阻抗模型包括第一电容C i的等效导纳jω 0 C、变压器漏感L T的等效导纳1/jω 0 L T。
一种高频链互联的三端口CHB-SST拓扑的控制方法，包括全桥与电容结构控制和四有源桥变换器控制，所述全桥与电容结构控制采用dq坐标下电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括输出直流电压外环控制和电流内环解耦控制且调制方式采用载波移相脉宽调制方法，所述四有源桥变换器控制采用提出的原边同步移相控制。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述全桥与电容结构控制方法，包括如下步骤：
1）将虚拟直流母线电压电压给定值u dc *减去实际虚拟直流母线电压输出值u dc，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i q与ωL相乘后的输出值实现对i d的前馈解耦；
2）输出电流在q轴分量的给定值i q *减去实际输入电流在q轴的分量i q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i d与ωL相乘后的输出值实现对i q的前馈解耦；
3）将步骤8.1）和步骤8.2）的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量e a、b、c，三相调制分量经过载波移相调制方法得到全桥与电容结构的驱动信号Q sm。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述四有源桥变换器的变压器原边侧全桥结构的控制信号相同均为50%占空比的同步信号，变压器副边侧的全桥结构的控制信号相对于原边侧控制信号移相一定的角度，将此种控制方式定义为原边同步移相控制，将低压直流母线电压电压给定值V LVDC *减去实际低压直流母线电压输出值V LVDC，经过PI调节器的输出值得到移相角度为ϕ的调制信号，通过原边同步移相控制得到四有源桥变换器变压器原副边全桥结构的驱动信号为Q FB、Q FBL。
与现有技术相比，本发明提供的一种高频链互联的CHB-SST拓扑及其控制方法有益效果如下：
1.本发明提供一种高频链互联的CHB-SST拓扑及其控制方法，该CHB-SST系统控制简单，CHB级只需要完成基本AC/DC变换的控制，不依赖复杂的控制方法实现二倍频纹波电压的自动消除，节省了大量检测电路运算资源，简化了控制系统的设计。
2.本发明提供一种高频链互联的CHB-SST拓扑及其控制方法，该CHB-SST系统具备较高的功率密度，利用子模块电容中二倍频纹波电压的三相对称性，通过QAB结构使其传递至高频链相互抵消，很大程度的减小了子模块电容尺寸。
3.本发明提供一种高频链互联的CHB-SST拓扑及其控制方法，该CHB-SST系统内部存储的能量较少，相对于常规CHB，所提方案中I-SM电容的尺寸大幅减小，这降低了系统中存储的能量，有利于提升系统的动态响应能力。同时当I-SM出现短路故障时，减缓了因电容放电而使电流上升的速度，降低了故障危害。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明一种高频链互联的CHB-SST拓扑结构的电气原理图；
图2是本发明一种高频链互联的CHB-SST拓扑结构的子模块I-SM电气原理图；
图3是本发明一种高频链互联的CHB-SST拓扑结构的四有源桥变换器电气原理图；
图4是本发明常规三相CHB拓扑结构的子模块2倍频频电流纹波分量示意图；
图5是本发明一种高频链互联的CHB-SST拓扑结构的四有源桥变换器的调制原理图；
图6是本发明一种高频链互联的CHB-SST拓扑结构子模块的等效阻抗模型；
图7是本发明一种高频链互联的CHB-SST拓扑结构中全桥与电容结构的控制控制方法原理图；
图8是本发明一种高频链互联的CHB-SST拓扑结构中四有源桥变换器控制方法原理图。
其中，MVAC为中压交流母线、V LVDC为低压直流母线电压、LVDC为低压直流母线；SM为全桥与电容结构子模块；I-SM为隔离子模块；CHB为级联H桥变换器；FB为全桥模块；QAB为四有源桥变换器；Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12分别是隔离子模块的第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八、第九、第十、第十一、第十二功率开关管；C i为第一电容；C o为第二电容；T i为高频四绕组变压器、N 1为高频四绕组变压器的第一绕组、N 2为高频四绕组变压器的第二绕组、N 3为高频四绕组变压器的第三绕组；N 4为高频四绕组变压器的第四绕组；L a、L b、L c为桥臂电感；L为移相电感；i c2-ai、i c2-bi、i c2-ci分别为a、b、c相桥臂2倍频分量；u 1为四绕组变压器的第一绕组端口电压、u 2为四绕组变压器的第二绕组端口电压、u 3为四绕组变压器的第三绕组端口电压、u 4为四绕组变压器的第四绕组端口电压；ϕ FB为四绕组变压器原边侧控制信号的相角、ϕ FBL为四绕组变压器副边侧控制信号的相角；1/jω 0 C为第一电容C i的等效阻抗、jω 0 L T为变压器漏感L T的等效阻抗、ω 0为波动功率的等效角频率；i uxac为流向子模块及后级的交流量、i uxac1为流向自身电容的纹波电流分量、i uxac2为流向后级的纹波电流分量；u dc *为虚拟直流母线电压的参考值；u dc为虚拟直流母线电压的实际值；u a、u b、u c分别为三相交流输入电压的各相电压；i a、i b、i c分别为三相交流输入电流的各相电流；ωt为锁相环输出相位；u d、u q分别为三相输入电压进行abc/dq变换后的d轴分量与q轴分量；i d、i q分别为三相输入电流进行dq变换后的d轴分量与q轴分量；i d *为输入电流在d轴的参考值、i q *为输入电流在q轴的参考值；L为滤波电感；Q sm为CHB子模块的驱动信号；u LVDC *为低压直流母线电压的参考值、u LVDC为低压直流母线电压的实际值、ϕ为移相角调制信号、PSPS为原边同步移相控制，Q FB为四有源桥变换器原边全桥结构的驱动信号；Q FBL为四有源桥变换器副边全桥结构的驱动信号。
具体实施方式
下面将通过具体实施方式对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
如图1所示，一种高频链互联的CHB-SST拓扑，所述每相桥臂的第一个隔离子模块的第一功率开关管Qi-1与第二功率开关管Qi-2组成的中点分别与桥臂电感L a、L b、L c的一端相连；所述的三相桥臂电感L a、L b、L c的另一端连接到中压交流母线；所述第二功率开关管Qi-2的源极与下一隔离子模块的第一功率开关管Qi-1的源极相连；所述的每相桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管Qi-2的源极相连。
如图2所示，所述隔离子模块包括第一功率开关管Qi-1、第二功率开关管Qi-2、第三功率开关管Qi-3、第四功率开关管Qi-4、第一电容C i、第五功率开关管Qi-5、第六功率开关管Qi-6、第七功率开关管Qi-7、第八功率开关管Qi-8、所述第一功率开关管Qi-1的漏极与第三功率开关管Qi-3、第五功率开关管Qi-5、及第七功率开关管Qi-7的漏极相连；所述第二功率开关管Qi-2的源极与第四功率开关管Qi-4、第六功率开关管Qi-6的源极及第八功率开关管Qi-8的源极相连；所述第一功率开关管Qi-1的源极与第二功率开关管Qi-2的漏极相连；所述第三功率开关管Qi-3的源极与第四功率开关管Qi-4的漏极相连；所述第五功率开关管Qi-5的源极与第六功率开关管Qi-6的漏极相连；所述第七功率开关管Qi-7的源极与第八功率开关管Qi-8的漏极相连；所述第一电容C i的一端与第三功率开关管Qi-3的漏极连接，所述第一电容C i的另一端与第四功率开关管Qi-4的源极连接。
如图3所示，所述的基于全桥结构与高频链路的四有源桥变换器包括第五功率开关管Qi-5、第六功率开关管Qi-6、第七功率开关管Qi-7、第八功率开关管Qi-8、第九功率开关管Qi-9、第十功率开关管Qi-10、第十一功率开关管Qi-11、第十二功率开关管Qi-12、第二电容C o、四绕组高频变压器T i、所述四绕组高频变压器包含第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3、第四绕组N4；第一移相电感L；所述的第九功率开关管Qi-9的漏极与第十一功率开关管Qi-11的漏极相连；所述的第十功率开关管Qi-10的源极与第十二功率开关管Qi-12的源极相连；所述的第九功率开关管Qi-9的源极与第十功率开关管Qi-10的漏极相连；所述的第十一功率开关管Qi-11的源极与第十二功率开关管Qi-12的漏极相连；所述第二电容C o的一端与第十一功率开关管Qi-11的漏极连接，所述第二电容C o的另一端与第十二功率开关管Qi-12的源极连接；所述的第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的同名端分别与每相桥臂的第五功率开关管Qi-5以及第六功率开关管Qi-6所组成的桥臂中点相连，所述的第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的异名端分别与每相桥臂的第七功率开关管Qi-7以及第八功率开关管Qi-8所组成的桥臂中点相连；所述的第四绕组N4的同名端与第一移相电感L的一端相连，所述的第四绕组N4的异名端与第十一功率开关管Qi-11以及第十二功率开关管Qi-12所组成的桥臂中点相连；所述的第一移相电感的另一端与第九功率开关管Qi-9以及第十功率开关管Qi-10所组成的桥臂中点相连；所有四有源桥变换器中的第二电容C o的两端分别对应相连组成低压直流母线。
如图4所示，CHB结构子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括2倍频分量，在CHB-SST拓扑三相桥臂横向隔离子模块之间，波动电流中二倍频分量i c2-ai、i c2-bi、i c2-ci呈三相对称特性。
如图5所示，所述四有源桥变换器的变压器原边侧控制信号相同均为50%占空比的同步信号，相角均为ϕ FB，变压器副边侧的全桥结构相对于原边侧控制信号移相一定的角度形成新的相角ϕ FBL，将此种控制方式定义为原边同步移相控制。
如图6所示，隔离子模块电流中交流分量i uxac分为流向自身电容的纹波电流分量i uxac1与流向后级的纹波电流分量i uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，所述包括电容与全桥结构和全桥结构的高频链路的隔离子模块的阻抗模型包括第一电容C i的等效导纳jω 0 C、变压器漏感L T的等效导纳1/jω 0 L T。
如图7所示的基于子模块高频链互联的CHB-SST拓扑中全桥与电容结构控制方法为dq坐标下电压电流的双闭环控制，包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制，电压外环控制保证子模块电容电压稳定，电流内环实现单位功率因数，调制方式为载波移相脉宽调制技术（CPS-SPWM）调制方法，全桥与电容结构具体控制环路：首先将虚拟直流母线电压给定值u dc *减去实际拟直流母线电压输出值U MDC，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i q与ωL相乘后的输出值实现对i d的前馈解耦，输出电流在q轴分量的给定值i q *减去实际输入电流在q轴的分量i q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i d与ωL相乘后的输出值实现对i q的前馈解耦，将以上两步的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量e a、b、c，三相调制波分量经过载波移相调制方法得到全桥与电容结构的驱动信号Q sm。
如图8所示的基于子模块高频链互联的CHB-SST拓扑中四有全桥变换器控制为变压器原边侧全桥结构的控制信号相同均为50%占空比的同步信号，变压器副边侧的全桥结构相对于原边侧控制信号移相一定的角度，将此种控制方式定义为原边同步移相控制，将低压直流母线电压电压给定值V LVDC *减去实际低压直流母线电压输出值V LVDC，经过PI调节器的输出值得到移相角度为ϕ的调制信号，通过原边同步移相控制得到四有源桥变换器变压器原副边全桥结构的驱动信号为Q FB、Q FBL。
本发明基于子模块高频链互联的CHB-SST拓扑结构通过在常规CHB基础上，使用基于全桥结构的高频链路与传统全桥与电容结构级联在一起，形成新的隔离子模块(I-SM)；全桥结构与基于全桥结构的高频链路组成四有源桥变换器结构，所有四有源桥变换器变压器副边侧输出端互联在一起，并形成一条低压直流母线(LVDC)；所有四有源桥变换器结构与控制完全相同，为I-SM波动功率的传递提供了自由耦合通道，利用波动功率的三相对称性实现相互耦合与抵消。
以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明装置权利要求书确定的保护范围内。

Claims (9)

1.一种高频链互联的CHB-SST拓扑，其特征在于，包括：全桥与电容结构、全桥结构的高频链路、全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构和三相桥臂，所述全桥结构的高频链路和全桥与电容结构组成隔离子模块，所述全桥结构的高频链路将所有隔离子模块互联在一起，所述全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构输出端并联形成低压直流母线，所述三相桥臂中每相桥臂包括n个隔离子模块和桥臂电感L a、L b、L c。
2.根据权利要求1所述的一种高频链互联的CHB-SST拓扑，其特征在于：所述隔离子模块，包括：第一功率开关管Qi-1、第二功率开关管Qi-2、第三功率开关管Qi-3、第四功率开关管Qi-4、第一电容C i、第五功率开关管Qi-5、第六功率开关管Qi-6、第七功率开关管Qi-7、第八功率开关管Qi-8、所述第一功率开关管Qi-1的漏极与第三功率开关管Qi-3、第五功率开关管Qi-5、及第七功率开关管Qi-7的漏极相连；所述第二功率开关管Qi-2的源极与第四功率开关管Qi-4、第六功率开关管Qi-6的源极及第八功率开关管Qi-8的源极相连；所述第一功率开关管Qi-1的源极与第二功率开关管Qi-2的漏极相连；所述第三功率开关管Qi-3的源极与第四功率开关管Qi-4的漏极相连；所述第五功率开关管Qi-5的源极与第六功率开关管Qi-6的漏极相连；所述第七功率开关管Qi-7的源极与第八功率开关管Qi-8的漏极相连；所述第一电容C i的一端与第三功率开关管Qi-3的漏极连接，所述第一电容C i的另一端与第四功率开关管Qi-4的源极连接。
3.根据权利要求1所述的一种高频链互联的CHB-SST拓扑，其特征在于：所述全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构，包括：第五功率开关管Qi-5、第六功率开关管Qi-6、第七功率开关管Qi-7、第八功率开关管Qi-8、第九功率开关管Qi-9、第十功率开关管Qi-10、第十一功率开关管Qi-11、第十二功率开关管Qi-12、第二电容C o、四绕组高频变压器T i、所述四绕组高频变压器包含第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3、第四绕组N4；第一移相电感L；所述的第九功率开关管Qi-9的漏极与第十一功率开关管Qi-11的漏极相连；所述的第十功率开关管Qi-10的源极与第十二功率开关管Qi-12的源极相连；所述的第九功率开关管Qi-9的源极与第十功率开关管Qi-10的漏极相连；所述的第十一功率开关管Qi-11的源极与第十二功率开关管Qi-12的漏极相连；所述第二电容C o的一端与第十一功率开关管Qi-11的漏极连接，所述第二电容C o的另一端与第十二功率开关管Qi-12的源极连接；所述的第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的同名端分别与每相桥臂的第五功率开关管Qi-5以及第六功率开关管Qi-6所组成的桥臂中点相连，所述的第一绕组N1、第二绕组N2、第三绕组N3的异名端分别与每相桥臂的第七功率开关管Qi-7以及第八功率开关管Qi-8所组成的桥臂中点相连；所述的第四绕组N4的同名端与第一移相电感L的一端相连，所述的第四绕组N4的异名端与第十一功率开关管Qi-11以及第十二功率开关管Qi-12所组成的桥臂中点相连；所述的第一移相电感的另一端与第九功率开关管Qi-9以及第十功率开关管Qi-10所组成的桥臂中点相连；所有四有源桥变换器中的第二电容C o的两端分别对应相连组成低压直流母线。
4.根据权利要求3所述的一种高频链互联的CHB-SST拓扑，其特征在于：所述每相桥臂的第一个隔离子模块的第一功率开关管Qi-1与第二功率开关管Qi-2组成的中点分别与桥臂电感L a、L b、L c的一端相连；所述的三相桥臂电感L a、L b、L c的另一端连接到中压交流母线；所述第三功率开关管Qi-3与第四功率开关管Qi-4组成的桥臂中点与下一隔离子模块的第一功率开关管Qi-1与第二功率开关管Qi-2组成的桥臂中点相连；所述的每相桥臂最后一个隔离子模块的第三功率开关管Qi-3与第四功率开关管Qi-4组成的桥臂中点相连，形成级联H桥变换器结构。
5.根据权利要求3所述的一种高频链互联的CHB-SST拓扑，其特征在于：所述级联H桥变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括2倍频分量，在CHB-SST拓扑三相桥臂横向隔离子模块之间，波动电流中二倍频分量i c2-ai、i c2-bi、i c2-ci呈三相对称特性。
6.根据权利要求5所述的一种高频链互联的CHB-SST拓扑，其特征在于：所述隔离子模块电流中交流分量i uxac分为流向自身电容的纹波电流分量i uxac1与流向后级的纹波电流分量i uxac2，对上述分量建立等效阻抗模型，所述包括电容与全桥结构和全桥结构的高频链路的隔离子模块的阻抗模型包括第一电容C i的等效导纳jω 0 C、变压器漏感L T的等效导纳1/jω 0 L T。
7.一种高频链互联的三端口CHB-SST拓扑的控制方法，其特征在于：包括全桥与电容结构控制和四有源桥变换器控制，所述全桥与电容结构控制采用dq坐标下电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括输出直流电压外环控制和电流内环解耦控制且调制方式采用载波移相脉宽调制方法，所述四有源桥变换器控制采用提出的原边同步移相控制。
8.根据权利要求7所述的一种高频链互联的CHB-SST拓扑的控制方法，其特征在于：所述全桥与电容结构控制方法，包括如下步骤：
8.1）将虚拟直流母线电压电压给定值u dc *减去实际虚拟直流母线电压输出值u dc，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i q与ωL相乘后的输出值实现对i d的前馈解耦；
8.2）输出电流在q轴分量的给定值i q *减去实际输入电流在q轴的分量i q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i d与ωL相乘后的输出值实现对i q的前馈解耦；
8.3）将步骤8.1）和步骤8.2）的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量e a、b、c，三相调制分量经过载波移相调制方法得到全桥与电容结构的驱动信号Q sm。
9.根据权利要求7所述高频链互联的三端口CHB-SST拓扑的控制方法，其特征在于：所述四有源桥变换器的变压器原边侧全桥结构的控制信号相同均为50%占空比的同步信号，变压器副边侧的全桥结构的控制信号相对于原边侧控制信号移相一定的角度，将此种控制方式定义为原边同步移相控制，将低压直流母线电压电压给定值V LVDC *减去实际低压直流母线电压输出值V LVDC，经过PI调节器的输出值得到移相角度为ϕ的调制信号，通过原边同步移相控制得到四有源桥变换器变压器原副边全桥结构的驱动信号为Q FB、Q FBL 。
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