CN113037092A - 一种三端口双向dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三端口双向DC‑DC变换器及其控制方法。该变换器中的第一整流逆变模块的端口连接超级电容；第一整流逆变模块依次通过第一谐振腔和三绕组变压器与第三整流逆变模块连接；第二整流逆变模块的端口连接蓄电池；第二整流逆变模块依次通过第二谐振腔和三绕组变压器与第三整流逆变模块连接；第三整流逆变模块的端口连接直流微网母线；第一整流逆变模块为复合式全桥三电平结构；第一谐振腔和第二谐振腔均为LCLC谐振腔；LCLC谐振腔由串联谐振腔和并联谐振腔串联而成；第二整流逆变模块和第三整流逆变模块均为全桥结构。本发明能在保证变换器的ZVS特性的同时，获得宽电压增益特性，从而兼容大范围波动的超级电容电压。

Description

一种三端口双向DC-DC变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及变换器领域，特别是涉及一种三端口双向DC-DC变换器及其控制方法。

背景技术

直流微网内风、光等分布式电源的输出功率具有间歇性和随机性；电动汽车及系统内其他负荷与人们的日常活动息息相关，也具有明显的随机波动性。这类随机波动，尤其是短时功率冲击将可能对直流母线电压造成冲击，严重威胁直流微网的安全稳定运行。直流微网中也可由直流侧储能单元进行直流母线电压控制，维持系统功率平衡。鉴于每一种储能方式都有其优缺点，单独使用时很难满足直流微网对于可靠性以及经济性的需求。而采用混合储能方式，用两种或多种储能方法进行有机结合，扬长避短，可以充分发挥各类型储能的优点，并且能够满足直流微网系统对储能装置能量和功率等方面的需求，延长各储能装置的使用寿命。混合储能系统接入直流微网的形式按其接口双向DC/DC变换器的不同，可分为储能单元分别通过独立变换器接入直流微网以及混合储能单元通过三端口或多端口变换器接入直流微网两种形式。为了实现混合储能系统的集成控制，满足直流微网安全性要求，以及实现电力电子装置高效化、小型化以及轻量化的发展目标，可采用隔离型的具有软开关特性的谐振型三端口双向DC/DC变换器接入直流微网。

常见的隔离型三端口双向DC-DC变换器有三有源桥和串联谐振三端口两种结构。其中三有源桥变换器如图1所示，由双有源桥扩展得到，具有三端口隔离、能量双向流动、开关管零电压软开关特性以及采用移相控制进行三端口间功率控制的优点。但是三端口间存在能量耦合，控制方法复杂。此外，三有源桥在大功率情况下需要降低变换器的开关频率，较低的开关频率不利于提高系统的功率密度。

串联谐振三端口双向DC/DC变换器如图2所示，将LC串联谐振腔引入到三有源桥拓扑中，该拓扑延续了三有源桥拓扑能量双向流动、开关管ZVS特性以及采用移相控制进行能量管理等优点。而谐振腔阻抗由谐振腔电感感值、谐振电容容值以及开关频率共同决定，从而保证串联谐振三端口双向DC-DC变换器可以在较高频率下实现大功率传输。同时三端口间能量解耦，控制回路中无需解耦算法，控制简单。然而，该变换器在轻载情况下，由于移相角过小，开关管关断电流过小，谐振腔储存的能量不足，导致开关管失去零电压(ZVS)特性。此外，由于串联谐振腔仅具有一个串联谐振频率，仅能够对全桥变换器的输出方波中的基频分量进行传递，谐振电流具有单个谐振峰，电流应力较大。

发明内容

基于此，有必要提供一种三端口双向DC-DC变换器及其控制方法，以在保证变换器的ZVS特性的同时，获得宽电压增益特性，从而兼容大范围波动的超级电容电压。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种三端口双向DC-DC变换器，包括：第一整流逆变模块、第一谐振腔、第二整流逆变模块、第二谐振腔、第三整流逆变模块和三绕组变压器；

所述第一整流逆变模块的端口连接超级电容；所述第一整流逆变模块依次通过所述第一谐振腔和所述三绕组变压器与所述第三整流逆变模块连接；所述第二整流逆变模块的端口连接蓄电池；所述第二整流逆变模块依次通过所述第二谐振腔和所述三绕组变压器与所述第三整流逆变模块连接；所述第三整流逆变模块的端口连接直流微网母线；

所述第一整流逆变模块为复合式全桥三电平结构；所述第一谐振腔和所述第二谐振腔均为LCLC谐振腔；所述LCLC谐振腔由串联谐振腔和并联谐振腔串联而成；所述第二整流逆变模块和所述第三整流逆变模块均为全桥结构。

可选的，所述第一整流逆变模块包括分压电容支路、三电平桥臂和两电平桥臂；

所述分压电容支路包括依次串联的第一分压电容和第二分压电容；

所述三电平桥臂包括桥臂支路和二极管支路；所述桥臂支路包括依次串联的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述二极管支路包括依次连接的第一续流二极管和第二续流二极管；

所述两电平桥臂包括依次串联的第五开关管和第六开关管；

所述分压电容支路、所述桥臂支路和所述两电平桥臂并联；所述分压电容支路的中点与所述分压电容支路的中点连接；所述二极管支路的一端与所述第一开关管和所述第二开关管的连接点连接，所述二极管支路的另一端与所述第三开关管和所述第四开关管的连接点连接；所述桥臂支路的中点和所述两电平桥臂的中点均与所述第一谐振腔连接。

可选的，所述第一谐振腔由第一串联谐振腔和第一并联谐振腔串联而成；所述第一串联谐振腔由第一电容和第一电感串联而成；所述第一并联谐振腔由第二电容和第二电感并联而成。

可选的，所述第二谐振腔由第二串联谐振腔和第二并联谐振腔串联而成；所述第二串联谐振腔由第三电容和第三电感串联而成；所述第二并联谐振腔由第四电容和第四电感并联而成。

可选的，所述第二整流逆变模块包括并联的第一输入滤波电容、第一桥臂分支和第二桥臂分支；所述第一桥臂分支包括依次串联的第七开关管和第八开关管；所述第二桥臂分支包括依次串联的第九开关管和第十开关管；所述第一桥臂分支的中点和所述第二桥臂分支的中点均与所述第二谐振腔连接。

可选的，所述第三整流逆变模块包括并联的第二输入滤波电容、第三桥臂分支和第四桥臂分支；所述第三桥臂分支包括依次串联的第十一开关管和第十二开关管；所述第四桥臂分支包括依次串联的第十三开关管和第十四开关管；所述第三桥臂分支的中点和所述第四桥臂分支的中点均与所述三绕组变压器连接。

本发明还提供了一种三端口双向DC-DC变换器的控制方法，所述方法用于上述所述的三端口双向DC-DC变换器；所述方法包括：

当V_SC<0.45V_N时，确定工作模式为高电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块处于第一状态、控制第二整流逆变模块处于第二状态且控制第三整流逆变模块处于第三状态；所述第一状态为第一整流逆变模块中的第一组开关管与第二组开关管互补导通，所述第一组开关管包括第一开关管、第二开关管和第六开关管，所述第二组开关管包括第三开关管、第四开关管和第五开关管；所述第二状态为第二整流逆变模块中的第三组开关管与第四组开关管互补导通，所述第三组开关管包括第七开关管和第十开关管，所述第四组开关管包括第八开关管和第九开关管；所述第三状态为第三整流逆变模块中的第五组开关管与第六组开关管互补导通，所述第五组开关管包括第十一开关管和第十四开关管，所述第六组开关管包括第十二开关管和第十三开关管；V_SC表示第一整流逆变模块的端口处的超级电容电压，V_N表示超级电容的额定电压；

当0.9V_N>V_SC≥0.45V_N时，确定工作模式为中电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块处于第四状态、控制第二整流逆变模块处于第二状态且控制第三整流逆变模块处于第三状态；所述第四状态为第一整流逆变模块中的第五开关管关断、第六开关管导通且第七组开关管与第八组开关管互补导通，所述第七组开关管包括第一开关管和第二开关管，所述第八组开关管包括第三开关管和第四开关管；

当V_SC≥0.9V_N时，确定工作模式为低电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块处于第五状态、控制第二整流逆变模块处于第二状态且控制第三整流逆变模块处于第三状态；所述第五状态为第一整流逆变模块中的第一开关管和第五开关管关断、第六开关管导通且第八组开关管与第二开关管互补导通。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明提出了一种三端口双向DC-DC变换器及其控制方法。该变换器中的第一谐振腔和第二谐振腔均采用LCLC多谐振结构，在驱动频率f_s下，谐振腔的基频和三倍频阻抗值均较小，可对基频和三倍频进行能量传递；谐振腔电流为基频电流和三倍频电流的叠加电流，具有两个峰值，降低了谐振腔电流应力，并且增大了谐振腔电流过零点斜率，从而可增大轻载情况下的关断电流，保证变换器的ZVS特性。第一整流逆变模块采用复合式全桥三电平结构，使得可根据超级电容电压实时切换工作模态，能获得宽电压增益特性，兼容大范围波动的超级电容电压。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为三有源桥变换器拓扑结构图；

图2为串联谐振三端口双向DC-DC变换器拓扑结构图；

图3为本发明实施例提供的三端口双向DC-DC变换器的拓扑结构图；

图4为本发明实施例提供的三端口双向DC-DC变换器的高增益模式典型电量波形图；

图5为本发明实施例提供的三端口双向DC-DC变换器的中增益模式典型电量波形图；

图6为本发明实施例提供的三端口双向DC-DC变换器的低增益模式典型电量波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

本发明为蓄电池和超级电容组成的混合储能系统接入直流微网的接口变换器，用于实现混合储能系统接入以及蓄电池、超级电容和直流微网母线三个端口间的能量控制。本发明采用LCLC多谐振结构，使得端口间可同时传递基频和三倍频能量，以提高能量传递效率。此外，LCLC多谐振结构对于端口电压具有较高的敏感性，在端口电压变化的情况下，失去软开关特性、谐振腔电流应力增大，从而导致变换器整体效率变低。为解决上述问题，本发明在电压波动范围较大的超级电容端口，采用复合式全桥三电平结构，通过切换电路工作模态，保证多谐振三端口DC-DC变换器在宽端口电压下的高效率。

图3为本发明实施例提供的三端口双向DC-DC变换器的拓扑结构图。参见图3，本实施例的三端口双向DC-DC变换器，包括：第一整流逆变模块1、第一谐振腔2、第二整流逆变模块3、第二谐振腔4、第三整流逆变模块5和三绕组变压器T。

所述第一整流逆变模块1的端口连接超级电容；所述第一整流逆变模块1依次通过所述第一谐振腔2和所述三绕组变压器T与所述第三整流逆变模块5连接；所述第二整流逆变模块3的端口连接蓄电池；所述第二整流逆变模块3依次通过所述第二谐振腔4和所述三绕组变压器T与所述第三整流逆变模块5连接；所述第三整流逆变模块5的端口连接直流微网母线。

为兼容超级电容的宽电压范围，所述第一整流逆变模块1采用复合式全桥三电平结构；所述第一谐振腔2和所述第二谐振腔4均为LCLC谐振腔；所述LCLC谐振腔由串联谐振腔和并联谐振腔串联而成；所述第二整流逆变模块3和所述第三整流逆变模块5均为全桥结构。所述三绕组变压器T包括绕组a、绕组b和绕组c，所述三绕组变压器T的变比为n₁₃:n₂₃:1，其中n₁₃表示变压器绕组a和绕组c的匝数比，其中n₂₃表示变压器绕组b和绕组c的匝数比。

其中，所述第一整流逆变模块1包括分压电容支路、三电平桥臂和两电平桥臂。

所述分压电容支路包括依次串联的第一分压电容C₁和第二分压电容C₂。

所述三电平桥臂包括桥臂支路和二极管支路；所述桥臂支路包括依次串联的第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄；所述二极管支路包括依次连接的第一续流二极管D₁和第二续流二极管D₂。

所述两电平桥臂包括依次串联的第五开关管S₅和第六开关管S₆。

所述分压电容支路、所述桥臂支路和所述两电平桥臂并联；所述分压电容支路的中点与所述分压电容支路的中点连接；所述二极管支路的一端与所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂的连接点连接，所述二极管支路的另一端与所述第三开关管S₃和所述第四开关管S₄的连接点连接；所述桥臂支路的中点和所述两电平桥臂的中点均与所述第一谐振腔2连接。

其中，所述第一谐振腔2由第一串联谐振腔和第一并联谐振腔串联而成；所述第一串联谐振腔由第一电容C_R1和第一电感L_R1串联而成；所述第一并联谐振腔由第二电容C_P1和第二电感L_P1并联而成。

所述第二谐振腔4由第二串联谐振腔和第二并联谐振腔串联而成；所述第二串联谐振腔由第三电容C_R2和第三电感L_R2串联而成；所述第二并联谐振腔由第四电容C_P2和第四电感L_P2并联而成。

其中，所述第二整流逆变模块3包括并联的第一输入滤波电容C_F2、第一桥臂分支和第二桥臂分支；所述第一桥臂分支包括依次串联的第七开关管S₇和第八开关管S₈；所述第二桥臂分支包括依次串联的第九开关管S₉和第十开关管S₁₀；所述第一桥臂分支的中点和所述第二桥臂分支的中点均与所述第二谐振腔4连接。

所述第三整流逆变模块5包括并联的第二输入滤波电容C_F3、第三桥臂分支和第四桥臂分支；所述第三桥臂分支包括依次串联的第十一开关管S₁₁和第十二开关管S₁₂；所述第四桥臂分支包括依次串联的第十三开关管S₁₃和第十四开关管S₁₄；所述第三桥臂分支的中点和所述第四桥臂分支的中点均与所述三绕组变压器T连接。

本实施例中的三端口双向DC-DC变换器，采用移相控制方法，所述第一整流逆变模块1的端口(超级电容端口)电压通过第一整流逆变模块1得到方波电压V_T1，所述第二整流逆变模块3的端口(蓄电池端口)电压通过第二整流逆变模块3得到方波电压V_T2，所述第三整流逆变模块5的端口(直流微网母线端口)电压通过第三整流逆变模块5得到方波电压V_T3，V_T1、V_T2和V_T3的频率相同、相位不同且占空比为50％。通过参数设计，变压器电压近似被直流母线电压钳位，超级电容和蓄电池端口之间不存在功率耦合。通过控制三个方波间移相角

和

的大小和方向控制端口间能量传递的大小和方向，

为超级电容端口与直流微网母线端口之间的移相角，

为蓄电池端口与直流微网母线端口之间的移相角。此外，根据超级电容电压调整第一整流逆变模块1的工作模态，从而控制方波V_T1的幅值，保证多谐振三端口DC-DC变换器在宽端口电压下的高效率。

第一谐振腔2由C_R1和L_R1串联形成的串联谐振腔与C_P1和L_P1并联形成的并联谐振腔串联而成，第二谐振腔4由C_R2和L_R2串联形成的串联谐振腔与C_P2和L_P2并联形成的并联谐振腔串联组成，两个谐振腔都具有三个谐振频率(一个并联谐振频率和两个串联谐振频率)，为了变换器控制简便，本实施例中两个谐振腔参数相同，谐振频率相同。三个谐振频率分别定义为第一谐振频率f_r、第二谐振频率f_r2和第三谐振频率f_r3。通过参数设计，令第一谐振腔2的一个并联谐振频率(L_P1和C_P1的并联谐振频率)为f_r2，第一谐振腔2的两个串联谐振频率分别为f_r和f_r3；第二谐振腔4的一个并联谐振频率(L_P2和C_P2的并联谐振频率)为f_r2，第二谐振腔4的两个串联谐振频率分别为f_r和f_r3，此外令f_r2＝2f_r，f_r3＝3f_r。驱动频率f_s略高于基频谐振频率f_r，保证谐振腔工作在感性情况下，以实现ZVS。在驱动频率f_s下，谐振腔的基频和三倍频阻抗值均较小，可对基频和三倍频进行能量传递；谐振腔电流为基频电流和三倍频电流的叠加电流，具有两个峰值，降低了谐振腔电流应力，并且增大了谐振腔电流过零点斜率，从而可增大轻载情况下的关断电流，保证变换器的ZVS特性。

上述实施例提供的三端口双向DC-DC变换器的工作原理如下：

本发明中的参数定义如下：三端口的电压分别为超级电容电压V_SC、蓄电池电压V_BA和直流微网母线电压V_BUS；对应的三端口的功率分别为P₁、P₂和P₃，定义功率由端口1(超级电容端口)和端口2(蓄电池端口)传递到端口3(直流微网母线端口)为正方向；经过滤波后的端口电流分别为i_P1、i_P2和i_P3；变压器三绕组的电流分别为i_T1、i_T2和i_T3；谐振频率对应的角速度为ω_r；驱动频率对应的角速度为ω_s；端口1和端口3、端口2和端口3之间的移相角分别为

和

定义当v_T1和v_T2超前于v_T3时，

和

为正，反之为负。为了设计和分析的简便性，本拓扑中两个通道的谐振腔采用相同参数。同时定义超级电容的额定电压为V_N。

为了参数设计的方便性，后续分析中各电量均采用标幺化形式表示，标幺基准值分别选取为：

其中，V_B为电压基准值；P_B为功率基准值；Z_B为阻抗基准值；F为驱动频率与基波谐振频率之比；M₁为端口1电压标幺值；M₂为端口2电压标幺值。

开关频率下谐振腔基频和三倍频阻抗的标幺值分别为：

X_s1,pu为开关频率下谐振腔基频阻抗标幺值；X_s3,pu为开关频率下谐振腔三倍频阻抗标幺值，L_P表示并联谐振电感感值，L_P＝L_P1＝L_P2。

由于端口1超级电容端电压V_SC根据其充放电情况及剩余容量实时变化，电压波动范围较大，本实施例的突出优势在于可根据超级电容电压实时调整开关管S₁-S₆的导通/关断组合方式，调整第一整流逆变模块1输出方波电压V_T1的幅值，进而使变换器在高电压工作模式、中电压增益模式以及低电压增益模式三种运行模式下进行切换，保证本实施例变换器的宽输入电压特性。具体设计为：当V_SC≥0.9V_N时，电路工作在低电压增益模式；0.9V_N>V_SC≥0.45V_N时，电路工作在中电压增益模式；V_SC<0.45V_N时，电路工作在高电压增益模式。

①高电压增益模式

当V_SC<0.45V_N时，电路工作在高电压增益模式。该模式下，电路中所有开关管均采用固定50％占空比导通。超级电容侧第一整流逆变模块1中S₁、S₂和S₆同时导通，S₃、S₄和S₅同时导通。S₁、S₂和S₆导通时V_T1＝V_SC，S₃、S₄和S₅导通时，V_T1＝-V_SC。两组开关管互补导通，其输出电压V_T1为占空比50％的方波电压，幅值为±V_SC。蓄电池侧第二整流逆变模块3中，S₇和S₁₀同时导通，S₈和S₉同时导通。S₇和S₁₀导通时V_T2＝V_BA，S₈和S₉导通时，V_T2＝-V_BA。两组开关管互补导通，其输出电压V_T2为占空比50％的方波电压，幅值为±V_BA。直流母线侧第三整流逆变模块5中，S₁₁和S₁₄同时导通，S₁₂和S₁₃同时导通。S₁₁和S₁₄导通时V_T3＝V_BUS，S₁₂和S₁₃导通时，V_T3＝-V_BUS。两组开关管互补导通，其输出电压V_T3为占空比50％的方波电压，幅值为±V_BUS。采用移相控制策略，通过控制V_T1、V_T2与V_T3之间的移相角

和

来控制超级电容、蓄电池与直流母线侧的能量传输的大小和方向，当V_T1超前V_T3时，定义

为正，能量从超级电容侧传递到直流母线侧，反之

为负，能量从直流母线侧传递到超级电容侧；当V_T1超前V_T3时，定义

为正，能量从超级电容侧传递到直流母线侧，反之

为负，能量从直流母线侧传递到超级电容侧。该工作模式下，本实施例中的三端口双向DC-DC变换器典型电量波形如图4所示。

在驱动频率f_s下，谐振腔的基频和三倍频阻抗值均较小，可对基频和三倍频进行能量传递，有效的降低了谐振腔中的环流功率，从而得到更高的电流利用率和效率；此外，谐振电流由基频和三倍频分量得到，具有两个谐振峰值，可以有效的降低谐振腔电流峰值，并且提升了过零点斜率，增加变换器的软开关范围。

在高电压增益模式下，超级电容端口、蓄电池端口和直流微网母线端口三个端口间能量传递关系为：

其中，P_1,pu为端口1功率标幺值；P_2,pu为端口2功率标幺值；P_3,pu为端口3功率标幺值。

②中电压增益工作模式

当超级电容输入电压中等，0.9V_N>V_SC≥0.45V_N时，变换器工作在中电压增益模式。该模式下，超级电容侧第一整流逆变模块1中S₅一直关断，S₆一直导通，其余开关管均采用固定50％占空比导通。超级电容第一侧整流逆变模块中S₁和S₂同时导通，S₃和S₄同时导通，S₁和S₂导通时V_T1＝V_SC，S₃和S₄导通时，V_T1＝0。两组开关管互补导通，其输出电压V_T1为占空比50％的方波电压，幅值为V_SC和0。蓄电池侧第二整流逆变模块3和直流母线侧第三整流逆变模块5中开关管控制方式与高电压增益模式相同。该工作模式下，本发明变换器典型电量波形如图5所示。

在中电压增益模式下，超级电容端口、蓄电池端口和直流微网母线端口三个端口间能量传递关系为：

③低电压增益工作模式

当超级电容输入电压较高，V_SC≥0.9V_N时，变换器工作在低电压增益模式。该模式下，超级电容侧第一整流逆变模块1中S₁和S₅一直关断，S₆一直导通，其余开关管均采用固定50％占空比导通。超级电容侧第一整流逆变模块1中S₃和S₄同时导通，并与S₂互补导通。S₂导通时V_T1＝0.5V_SC，S₃和S₄导通时，V_T1＝0。两组开关管互补导通，其输出电压V_T1为占空比50％的方波电压，幅值为0.5V_SC和0。蓄电池侧第二整流逆变模块3和直流母线侧第三整流逆变模块5中开关管控制方式与高电压增益模式相同。该工作模式下，本发明变换器典型电量波形如图6所示。

在低电压增益模式下，超级电容端口、蓄电池端口和直流微网母线端口三个端口间能量传递关系为：

本实施例的三端口双向DC-DC变换器具有如下优点：

①本实施例提出的变换器可将超级电容和蓄电池组成的混合储能系统通过一个三端口变换器接入直流微网，更利于实现混合储能的集成控制，同时满足直流微网安全性要求，以及实现电力电子装置高效化、小型化以及轻量化的发展目标。

②第一谐振腔和第二谐振腔均采用LCLC多谐振结构，在驱动频率f_s下，谐振腔的基频和三倍频阻抗值均较小，可对基频和三倍频进行能量传递；谐振腔电流为基频电流和三倍频电流的叠加电流，具有两个峰值，降低了谐振腔电流应力，并且增大了谐振腔电流过零点斜率，从而可增大轻载情况下的关断电流，保证变换器的ZVS特性。

③第一整流逆变模块采用复合全桥三电平结构，可根据超级电容电压实时切换工作模态，改变端口间电压增益，解决了LCLC多谐振结构对于端口电压极为敏感的特性与超级电容电压大幅度波动的特性之间的矛盾。

本发明还提供了一种三端口双向DC-DC变换器的控制方法，所述方法用于上述所述的三端口双向DC-DC变换器；所述方法包括：

当V_SC<0.45V_N时，确定工作模式为高电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块1处于第一状态、控制第二整流逆变模块3处于第二状态且控制第三整流逆变模块5处于第三状态；所述第一状态为第一整流逆变模块1中的第一组开关管与第二组开关管互补导通，所述第一组开关管包括第一开关管S₁、第二开关管S₂和第六开关管S₆，所述第二组开关管包括第三开关管S₃、第四开关管S₄和第五开关管S₅；所述第二状态为第二整流逆变模块3中的第三组开关管与第四组开关管互补导通，所述第三组开关管包括第七开关管S₇和第十开关管S₁₀，所述第四组开关管包括第八开关管S₈和第九开关管S₉；所述第三状态为第三整流逆变模块5中的第五组开关管与第六组开关管互补导通，所述第五组开关管包括第十一开关管S₁₁和第十四开关管S₁₄，所述第六组开关管包括第十二开关管S₁₂和第十三开关管S₁₃；V_SC表示第一整流逆变模块1的端口处的超级电容电压，V_N表示超级电容的额定电压。

当0.9V_N>V_SC≥0.45V_N时，确定工作模式为中电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块1处于第四状态、控制第二整流逆变模块3处于第二状态且控制第三整流逆变模块5处于第三状态；所述第四状态为第一整流逆变模块1中的第五开关管S₅关断、第六开关管S₆导通且第七组开关管与第八组开关管互补导通，所述第七组开关管包括第一开关管S₁和第二开关管S₂，所述第八组开关管包括第三开关管S₃和第四开关管S₄。

当V_SC≥0.9V_N时，确定工作模式为低电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块1处于第五状态、控制第二整流逆变模块3处于第二状态且控制第三整流逆变模块5处于第三状态；所述第五状态为第一整流逆变模块1中的第一开关管S₁和第五开关管S₅关断、第六开关管S₆导通且第八组开关管与第二开关管S₂互补导通。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (7)

1.一种三端口双向DC-DC变换器，其特征在于，包括：第一整流逆变模块、第一谐振腔、第二整流逆变模块、第二谐振腔、第三整流逆变模块和三绕组变压器；

所述第一整流逆变模块的端口连接超级电容；所述第一整流逆变模块依次通过所述第一谐振腔和所述三绕组变压器与所述第三整流逆变模块连接；所述第二整流逆变模块的端口连接蓄电池；所述第二整流逆变模块依次通过所述第二谐振腔和所述三绕组变压器与所述第三整流逆变模块连接；所述第三整流逆变模块的端口连接直流微网母线；

所述第一整流逆变模块为复合式全桥三电平结构；所述第一谐振腔和所述第二谐振腔均为LCLC谐振腔；所述LCLC谐振腔由串联谐振腔和并联谐振腔串联而成；所述第二整流逆变模块和所述第三整流逆变模块均为全桥结构。

2.根据权利要求1所述的一种三端口双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第一整流逆变模块包括分压电容支路、三电平桥臂和两电平桥臂；

所述分压电容支路包括依次串联的第一分压电容和第二分压电容；

所述三电平桥臂包括桥臂支路和二极管支路；所述桥臂支路包括依次串联的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管；所述二极管支路包括依次连接的第一续流二极管和第二续流二极管；

所述两电平桥臂包括依次串联的第五开关管和第六开关管；

所述分压电容支路、所述桥臂支路和所述两电平桥臂并联；所述分压电容支路的中点与所述分压电容支路的中点连接；所述二极管支路的一端与所述第一开关管和所述第二开关管的连接点连接，所述二极管支路的另一端与所述第三开关管和所述第四开关管的连接点连接；所述桥臂支路的中点和所述两电平桥臂的中点均与所述第一谐振腔连接。

3.根据权利要求1所述的一种三端口双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第一谐振腔由第一串联谐振腔和第一并联谐振腔串联而成；所述第一串联谐振腔由第一电容和第一电感串联而成；所述第一并联谐振腔由第二电容和第二电感并联而成。

4.根据权利要求1所述的一种三端口双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第二谐振腔由第二串联谐振腔和第二并联谐振腔串联而成；所述第二串联谐振腔由第三电容和第三电感串联而成；所述第二并联谐振腔由第四电容和第四电感并联而成。

5.根据权利要求2所述的一种三端口双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第二整流逆变模块包括并联的第一输入滤波电容、第一桥臂分支和第二桥臂分支；所述第一桥臂分支包括依次串联的第七开关管和第八开关管；所述第二桥臂分支包括依次串联的第九开关管和第十开关管；所述第一桥臂分支的中点和所述第二桥臂分支的中点均与所述第二谐振腔连接。

6.根据权利要求5所述的一种三端口双向DC-DC变换器，其特征在于，所述第三整流逆变模块包括并联的第二输入滤波电容、第三桥臂分支和第四桥臂分支；所述第三桥臂分支包括依次串联的第十一开关管和第十二开关管；所述第四桥臂分支包括依次串联的第十三开关管和第十四开关管；所述第三桥臂分支的中点和所述第四桥臂分支的中点均与所述三绕组变压器连接。

7.一种三端口双向DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，所述方法用于权利要求6所述的三端口双向DC-DC变换器；所述方法包括：

当V_SC<0.45V_N时，确定工作模式为高电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块处于第一状态、控制第二整流逆变模块处于第二状态且控制第三整流逆变模块处于第三状态；所述第一状态为第一整流逆变模块中的第一组开关管与第二组开关管互补导通，所述第一组开关管包括第一开关管、第二开关管和第六开关管，所述第二组开关管包括第三开关管、第四开关管和第五开关管；所述第二状态为第二整流逆变模块中的第三组开关管与第四组开关管互补导通，所述第三组开关管包括第七开关管和第十开关管，所述第四组开关管包括第八开关管和第九开关管；所述第三状态为第三整流逆变模块中的第五组开关管与第六组开关管互补导通，所述第五组开关管包括第十一开关管和第十四开关管，所述第六组开关管包括第十二开关管和第十三开关管；V_SC表示第一整流逆变模块的端口处的超级电容电压，V_N表示超级电容的额定电压；

当0.9V_N>V_SC≥0.45V_N时，确定工作模式为中电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块处于第四状态、控制第二整流逆变模块处于第二状态且控制第三整流逆变模块处于第三状态；所述第四状态为第一整流逆变模块中的第五开关管关断、第六开关管导通且第七组开关管与第八组开关管互补导通，所述第七组开关管包括第一开关管和第二开关管，所述第八组开关管包括第三开关管和第四开关管；

当V_SC≥0.9V_N时，确定工作模式为低电压增益模式，此时，控制第一整流逆变模块处于第五状态、控制第二整流逆变模块处于第二状态且控制第三整流逆变模块处于第三状态；所述第五状态为第一整流逆变模块中的第一开关管和第五开关管关断、第六开关管导通且第八组开关管与第二开关管互补导通。

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