CN104917412A - 一种单级功率因数校正的移相全桥拓扑电路 - Google Patents

Abstract

一种单级功率因数校正的移相全桥拓扑电路，包括输入储能电容、输入整流电路、全桥臂电路、隔直电容、变压器和输出整流滤波电路，其特征在于：增设输入电感L和包括续流开关管和续流二极管构成的续流电路，续流电路和输入电感L并联，并联后的一端连接输入整流电路的输出端，另一端连接全桥臂电路，并且复用全桥臂电路中超前桥臂的下开关管作为boost电路中的开关管实现整流，与输入电感L共同实现单级功率因数校正。本发明将具有功率因数校正功能和移相全桥拓扑结构的两级电路用一级电路实现，大大提高了带有PFC功能全桥电路的功率密度，而且其结构简单，成本低，可靠性高。

Description

一种单级功率因数校正的移相全桥拓扑电路

技术领域

本发明涉及充电用全桥拓扑电路，尤其涉及一种单级功率因数校正(PFC)的移相全桥拓扑电路。

背景技术

近年来，混合动力汽车的电机驱动和能量存储技术高速发展，与此同时，电池充电机也成为混合动力汽车发展的一项关键性需求。

广为人知的充电机拓扑电路是一种两级结构。第一级通常是一路boost变换器，被用来实现功率因数校正(PFC)。第二级通常是一个高效率的隔离dc-dc变换器，被用来实现电气隔离和控制充电电流。通常情况下，在输出功率在1-5kW范围内时，全桥变换器是最常用的拓扑结构。然而，在两级结构中，由于第一级加入了一路额外的开关变换器，使整个电路的成本和复杂程度都提高许多。除此之外，整个电路的效率也由此受到影响。

在现有的一些单级结构中，谐振全桥变换器利用串并联的谐振变化可以实现高的功率因数和恒定的输出电压，然而这类开关管需要更大的电压应力和可变的开关频率控制，带来了磁元件以及滤波器设计复杂等问题，限制了其适用范围。还有一些电流反馈型滤波器，通过开启一或两条桥臂上的开关管来实现输入电流的整流，为解决这类拓扑的电压超调与振铃问题，一般在电路中加入缓冲器(如输入储能电容)来消除超调和振铃，这又将会降低整个电路的转化效率。

发明内容

为了利用单级的拓扑结构实现PFC、电气隔离和充电电流控制，本发明提出了一种单级功率因数校正(PFC)的移相全桥拓扑电路，既降低了成本和电路的复杂程度，同时又实现了两级拓扑的功能。

实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种单级功率因数校正的移相全桥拓扑电路，包括输入储能电容、输入整流电路、全桥臂电路、隔直电容、变压器和输出整流滤波电路，输入储能电容与全桥臂电路并联，隔直电容、变压器、输出整流滤波电路及被充电的蓄电池依次串联，连接于全桥臂电路的输出端，输入储能电路、输入整流电路、全桥臂电路以及隔直电路的公共接地端连接输入端地，输出整流滤波电路的接地端连接输出端地，其特征在于：增设输入电感L和续流电路，续流电路和输入电感L并联，并联后的两端中，一端连接输入整流电路的输出端，另一端连接全桥臂电路，并且复用全桥臂电路中超前桥臂的下开关管作为boost电路中的开关管实现整流，与输入电感L共同实现单级功率因数校正；其中：

输入电感L的一端连接输入整流电路的输出端，输入电感L的另一端连接全桥臂电路中超前桥臂上、下开关管的连接点；

续流电路包括续流开关管Q_f和续流二极管D_f，续流开关管Q_f的漏极连接输入电感L的一端，续流管开关Q_f的源级连接续流二极管D_f的负极，续流二极管D_f的正极连接输入电感L的另一端。

本发明具有如下优点：

1)本发明将具有功率因数校正功能和移相全桥拓扑结构的两级电路用一级电路实现，大大提高了带有PFC功能全桥电路的功率密度，而且其结构简单，成本低，可靠性高。

2)在实现功率因数校正的同时，可以保证系统较大功率的输出(>500W)。

3)复用了全桥变换器桥臂中的一只开关管实现功率因数校正，使电路拓扑简单，成本低，且效果和可靠性好。

4)电路工作在恒定的开关频率下，控制模式简单易行，同时输入电流失调较小。

5)工作模态和过程类似于标准的移相全桥变换器，开关管的零电压开启可以实现，降低了电路的损耗，提高了电路的可实现性。

6)由于加入了输入电感，使电路工作在“伪连续电流模式”，实现了输出电压可控。

附图说明

图1是本发明电路工作原理图；

图2是本发明电路的工作波形；

图3是本发明电路的输入电流电压实测波形；

图4是本发明电路的实测PF值与效率折线图。

具体实施方式

如图1，本发明一种单级功率因数校正(PFC)移相全桥拓扑电路包括输入储能电容(C_F)1、输入整流电路2、全桥臂电路6、隔直电容(C_b)7、变压器8和输出整流滤波电路9，以上电路为单级功率因数校正的一种已知结构。输入储能电容C_F与全桥臂电路6并联，隔直电容C_b、变压器8、输出整流滤波电路9及被充电的蓄电池B_attery依次串联，连接于全桥臂电路6的输出端，输入储能电容C_F、输入整流电路2、全桥臂电路6以及隔直电容C_b的公共接地端连接输入端地，输出整流滤波电路9的接地端连接输出端地。

在上述电路的基础上，本发明增设输入电感(L)3和续流电路4，续流电路4和输入电感L并联，并联后的两端分别连接输入整流电路2的输出端及桥式臂电路6，并且复用全桥臂电路6中超前桥臂的下开关管电路5作为boost电路中的一个开关管实现整流，与输入电感L共同实现单级功率因数校正。

输入储能电容C_F的正端连接全桥臂电路6两只上管的公共端，C_F的负端连接输入端公共地。C_F加在输入母线上，在电路中用于减小输入母线上的电压过冲和振铃。

输入整流电路2将交流输入进行全波整流，包括交流输入V_I和四只二极管构成的整流桥，交流输入V_I两端接入整流桥的两支桥臂中间，整流桥的输出端连接输入电感L的一端，另一端接入输入端公共地。

全桥臂电路6包括四个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄，Q₁和Q₂构成超前桥臂，Q₃和Q₄构成滞后桥臂。同时将超前桥臂的下开关管Q₂进行复用，构成复用电路5，作为boost电路中的开关管实现整流，这样电路中就无需增加一个boost电路来实现PFC。复用电路5、全桥臂电路6、隔直电容7、变压器8和输出整流滤波电路9共同组成了一个标准的全桥变换器。

隔直电容(C_b)7为一只电解电容C_b，正端接全桥臂6的输出，负端接变压器8输入端，它将全桥臂输出的直流量与后级变压器隔离，避免了变压器偏磁从而导致磁芯饱和。

变压器8由功率变压器T_r和变压器励磁电感感L_m等效组成，L_m和T_r原边绕组并联，原边接全桥臂的输出，副边绕组引出三个抽头，连接输出整流滤波电路9，实现能量的转移和电压的变换。

输出整流滤波电路9包括两个二极管D_R1和D_R2以及滤波电感L_o和电容C_o，两只二极管D_R1和D_R2的阳极分别接变压器副边绕组引出的第一个、第三个抽头，阴极接在一起并依次与滤波电感L_o、滤波电容C_o、待充电蓄电池B_attery串联，最后接入变压器副边绕组的中间抽头。两个二极管D_R1和D_R2、滤波电感L_o和电容C_o一同构成了全波整流电路，将变压器8输出的非直流正负电压整流成为直流电压，供给蓄电池B_attery充电。

输入电感(L)3连接到开关管Q₂，输入电感L作为用以实现PFC的boost电路中的续流电感，与开关管Q₂共同实现了单级PFC的功能。L的一端连接输入整流电路2的输出端，另一端连接桥式臂电路中超前桥臂上、下开关管的连接点A，即全桥臂6的一端输出。

续流电路4包括续流功率开关管Q_f和续流二极管D_f，续流功率开关管Q_f的漏极连接输入电感L的一端，续流功率管开关Q_f的源级连接续流二极管D_f的负极，续流二极管D_f的正极连接输入电感L的另一端。续流功率开关管Q_f和二极管D_f并联在输入电感L的两侧。加入续流MOSFET(Q_f)和续流二极管(D_f)可以让boost和全桥变换这两个功率转换过程分离，消除了两级之间的互相限制。

为了简化分析，假设所有元件均为理想状态且忽略变压器的漏感。假设开关管Q₂的驱动信号占空比为d_a，电感电流I_L在时间间隔d_aT内上升。在伪电流连续模式的控制下，d_a恒定不变(典型开关频率100Hz)，电路的工作状态类似于移相全桥变换器。V_CF在伪电流连续模式下为恒定值，开关管Q₄与Q₂的占空比相等，开关管Q₁与Q₃的栅极驱动信号分别于Q₂与Q₄互补，即当一个转换桥臂上的上管开启，下管关闭，反之亦然。充电电流由两支桥臂上开关管栅极驱动信号的相移来控制，设两支桥臂的相移差为尽管变压器原边的正负电压不对称，依旧可以实现伏秒平衡。当da小于0.5时，开关管Q₁和Q₂所在桥臂为超前臂，反之为滞后臂。设输入电感电流I_L下降、电容C_F充电的时间间隔为d_bT，在此时间间隔内开关管Q₂和Q_f均为关断。设Q₂关断、Q_f开启的时间间隔为d_cT，在这段时间内输入电感电流处于续流模式，保持不变。

结合图2，分析电路工作在以下模态。

模态1(t₀<t<t₁)：在t＝t₀时，开关管Q₂开启。在整个模态1过程中，开关管Q₂和Q₄都保持在开启状态。变压器原边电压V_AB为零且变压器漏感电流下降，没有能量传递给储能电容C_F，变压器原边电流由下式给出

$I_p\left(t\right)=I_p\left(t_0\right)-\frac{{\mathrm{nV}}_o}{n^2{L}_o+L_r}(t-t_0)---\left(1\right)$

式中n为变压器的匝比，V_o为变换器输出电压，L_o为输出电感，L_r为变压器串联谐振电感值。

与此同时，由于开关管Q₂处于开启状态，输入电压加在输入电感L的两端，流过电感L中的电流增大，电感中电流由下式给出

$I_L\left(t\right)=I_{REF}\left(t_p\right)+\frac{\left|V_{m}sin\mathrm{\&omega;}t\right|}{L}(t-t_0)---\left(2\right)$

式中V_m为漏感电压，I_REF(t_p)代表上个周期输入电流的平均值，L为输入电感值。

当开关管Q₄关断、Q₃开启时，模态1结束。这里的讨论忽略死区时间，开关管Q₃的零电压开启是在死区时间里完成的。

模态2(t₁<t<t₂)：在t＝t₁时，开关管Q₃开启。在此模态过程中，能量从dc母线经由变压器传递给输出。正向电压V_CF加在了谐振电感和输出电感在原边的折射电感所组成的串联电感上，因此，在此模态中，流经变压器原边和输出电感的电流上升。变压器原边电流由下式给出

$I_p\left(t\right)=I_p\left(t_1\right)+\frac{V_{CF}-{\mathrm{nV}}_o}{n^2{L}_o+L_r}(t-t_1)---\left(3\right)$

式中V_CF为储能电容上的电压值，电压正方向如附图1所示。

电感中电流由下式给出

$I_L\left(t\right)=I_L\left(t_1\right)+\frac{\left|V_{m}sin\mathrm{\&omega;}t\right|}{L}(t-t_1)---\left(4\right)$

当开关管Q₂关断时，模态2结束。模态1和模态2的时间长度即为时间间隔d_aT。

模态3(t₂<t<t₃)：在t＝t₂时，开关管Q₂关断、Q₁打开。由于开关管Q₂关断，能量传输结束，原边电流经由开关管Q₁和Q₃续流。变压器原边电流由下式给出

$I_p\left(t\right)=I_p\left(t_2\right)-\frac{{\mathrm{nV}}_o}{n^2{L}_o+L_r}(t-t_2)---\left(5\right)$

与此同时，储存在输入电感L中的能量给储能电容C_F充电，输入电感L两端的电压

由下式给出

V_L＝|V_m sinωt|-V_CF   (6)

式中当V_CF大于V_m时，输入电感电流开始减小。电感中电流由下式给出

$I_L\left(t\right)=I_L\left(t_2\right)-\frac{V_{CF}-\left|V_{m}sin\mathrm{\&omega;}t\right|}{L}(t-t_2)---\left(7\right)$

当开关管Q_f打开时，模态3结束，此时电感L中的电流等于本周期的平均参考电流，即

I_L(t₃)＝I_REF(t₃)   (8)

模态4(t₃<t<t₄)：在t＝t₃时，开关管Q_f开启，变压器原边电流继续由开关管Q₁和Q₃续流，其值由下式给出

$I_p\left(t\right)=I_p\left(t_3\right)-\frac{{\mathrm{nV}}_o}{n^2{L}_o+L_r}(t-t_3)---\left(9\right)$

由于开关管Q_f开启，输入电感两端的电压近似为零，流经输入电感的电流不变，其值由下式给出

I_L(t)＝I_REF(t₃)   (10)

当开关管Q₄开启、Q₃关断时，模态4结束。

模态5(t₄<t<t₅)：在t＝t₄时，开关管Q₄开启，能量又开始从dc母线经由变压器传递给输出，正向电压V_CF加在了谐振电感和输出电感在原边的折射电感所组成的串联电感上，流经变压器原边和输出电感的电流上升，其值由下式给出

$I_p\left(t\right)=I_p\left(t_4\right)+\frac{V_{CF}-{\mathrm{nV}}_o}{n^2{L}_o+L_r}(t-t_4)---\left(11\right)$

由于开关管Q_f依旧处于打开状态，流经输入电感的电流保持不变，即

I_L(t)＝I_REF(t₃)   (12)

当开关管Q₂开启时，这个模式结束，同时又开始了下一个工作循环(t₅<t<t₁₀)。

通过对这几个模态的分析表明，采用本发明，用于对输入电流整流的占空比d_a的选择不再受限，配合合理的驱动器以及变压器匝比的设计，调节输入电压时不会引起输入电流的失调。由于占空比d_a可以设定到接近0.5，变压器的匝比可以设计的更大，降低电流的环流损耗得以降低。通过实测图3可知，输入电流与输入电压的一致性好，PF值高，电路的功率因数校正效果好。通过实测图4可知，电路在全功率范围内的效率和PF值都比较高。此外本发明的工作模态和过程类似于标准的移相全桥变换器，开关管的零电压开启可以实现，因此本发明工作时损耗小，可靠性高，易于电路实现。

Claims (1)

1.一种单级功率因数校正的移相全桥拓扑电路，包括输入储能电容、输入整流电路、全桥臂电路、隔直电容、变压器和输出整流滤波电路，输入储能电容与全桥臂电路并联，隔直电容、变压器、输出整流滤波电路及被充电的蓄电池依次串联，连接于全桥臂电路的输出端，输入储能电路、输入整流电路、全桥臂电路以及隔直电路的公共接地端连接输入端地，输出整流滤波电路的接地端连接输出端地，其特征在于：增设输入电感L和续流电路，续流电路和输入电感L并联，并联后的两端中，一端连接输入整流电路的输出端，另一端连接全桥臂电路，并且复用全桥臂电路中超前桥臂的下开关管作为boost电路中的开关管实现整流，与输入电感L共同实现单级功率因数校正；其中：

输入电感L的一端连接输入整流电路的输出端，输入电感L的另一端连接全桥臂电路中超前桥臂上、下开关管的连接点；

续流电路包括续流开关管Q_f和续流二极管D_f，续流开关管Q_f的漏极连接输入电感L的一端，续流管开关Q_f的源级连接续流二极管D_f的负极，续流二极管D_f的正极连接输入电感L的另一端。