CN105591559A - 一种基于高频逆变的多端口变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于高频逆变的多端口变换器，包括：相串联的交错boost电路单元X和LCLC谐振单元Y，所述交错boost电路单元X包括第一输入电感L_b1、第二输入电感L_b2、第一电解电容C_bus、第二电解电容C_in、第一谐振电容C₁、第二谐振电容C₂、第三谐振电容C₃、第四谐振电容C₄、第一二极管VD₁、第二二极管VD₂、第三二极管VD₃、第四二极管VD₄、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄；所述LCLC谐振网络Y包括串联谐振电感L_s、串联谐振电容C_s、并联谐振电感L_p和并联谐振电容C_p。本发明的多端口变换器具有输出稳定、传递效率高和控制简单等优点。

Description

一种基于高频逆变的多端口变换器

技术领域

本发明涉及高频交流配电(HFACPDS)系统的功率转换技术，特别涉及一种基于高频逆变的多端口变换器，该基于高频逆变的多端口变换器是一种多端口功率变换以及LCLC谐振逆变结构的应用。

背景技术

高频交流配电(HFACPDS)方式与直流配电(DCPDS)方式相比，具有电压转换方便、功率变换级数少、功率密度高和效率高等优点。多端口变换器常用于分布式发电系统，与传统多个单输入单输出变换器相比，具有所用元器件少、成本低、结构紧凑、功率密度大、能量传递效率高等优点。从而，如何利用多端口变换器的优点来克服现有技术中的缺点与不足，成为了亟待解决的技术问题。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足与缺点，提出一种基于高频逆变的多端口变换器；该多端口变换器具体应用于太阳能板、燃料电池等新型能源，通过多端口以及LCLC谐振的应用，产生连续稳定的高频交流电，同时完成多个端口电能的双向传输，并且能够将直流电转换成高频交流电，馈送至高频交流母线(HFACBUS)，同时完成多个端口双向能量传递。

本发明的目的通过以下技术方案实现：一种基于高频逆变的多端口变换器，包括：相互串联的交错boost电路单元X和LCLC谐振网络单元Y；所述交错boost电路单元X包括第一输入电感L_b1、第二输入电感L_b2、第一电解电容C_bus、第二电解电容C_in、第一谐振电容C₁、第二谐振电容C₂、第三谐振电容C₃、第四谐振电容C₄、第一二极管VD₁、第二二极管VD₂、第三二极管VD₃、第四二极管VD₄、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄；所述第一输入电感L_b1与第二输入电感L_b2的电感值相等；所述第一输入电感L_b1的一端和第二输入电感L_b2的一端均与第二电解电容C_in正极相连，所述第一输入电感L_b1的另一端与开关管S₁源极相连，第二输入电感L_b2的另一端与开关管S₃源极相连；所述第一开关管S₁的漏极、第一二极管VD₁阴极、第一谐振电容C₁的一端均与第一电解电容C_bus正极相连；所述第一开关管S₁源极、第一二极管VD₁阳极、第一谐振电容C₁的另一端均与第二开关管S₂漏极相连；所述第二开关管S₂漏极、第二二极管VD₂阴极和第二谐振电容C₂的一端均与第一开关管S₁的源极相连；所述第二开关管S₂的源极、第二二极管VD₂的阳极和第二谐振电容的另一端均与第一电解电容C_bus的负极相连；所述第三开关管S₃的漏极、第三二极管VD₃的阴极和第三谐振电容C₃的一端均与第二开关管S₂的漏极相连；所述第三开关管S₃的源极、第三二极管VD₃的阳极和第三电解电容C₃的另一端均与第四开关管S₄的漏极相连；所述第四开关管S₄的漏极、第四二极管VD₄的阴极和第四电解电容C₄的一端均与第三开关管S₃源极相连；所述第四开关管S₄的源极、第四二极管VD₄的阳极和第四电解电容C₄的另一端均与第二开关管S₂源极相连；所述第一谐振电容C₁的电容值、第二谐振电容C₂的电容值、第三谐振电容C₃的电容值和第四谐振电容C₄的电容值相等；所述LCLC谐振网络Y包括串联谐振电感L_s、串联谐振电容C_s、并联谐振电感L_p和并联谐振电容C_p；所述串联谐振电感L_s的一端与串联谐振电容C_s的一端相连接；所述并联谐振电感L_p的一端和并联谐振电容C_p的一端均与串联谐振电容C_s的另一端相连接；所述LCLC谐振网络单元串联电感L_s的一端与第一开关管S₁的源极相连；所述LCLC谐振网络单元并联电感L_p与并联电容的另一端均与第三开关管S₃的源极相连；所述第一开关管S₁的第一驱动信号G₁、第二开关管S₂的第二驱动信号G₂、第三开关管S₃的第三驱动信号G₃和第四开关管S₄的第四驱动信号G₄均通过三角载波Tri与直流电压V_ref比较获得；所述第一开关管S₁在三角波Tri小于直流电压V_ref1时导通，第二开关管S₂在三角波Tri大于直流电压V_ref1时导通，第一开关管S₁和第二开关管S₂互补导通；所述第三开关管S₃在三角波Tri小于直流电压V_ref2时导通，第四开关管S₄在三角波Tri大于直流电压V_ref1时导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄互补导通；所述第一开关管S₁和第三开关管S₃之间存在180°相移，所述第二开关管S₂和第四开关管S₄之间存在180°相移；所述多端口变换器的稳态工作周期分为8个阶段，所述稳态工作周期包括上半周期和下半周期；所述上半周期[t₀，t₄]包括以下四个阶段：

阶段Ⅰ[t₀，t₁]：t₀时刻之前，第二开关管S₂和第四开关管S₄导通，开关网络输出电压值U_AB为零，第一输入电感L_b1和第二输入电感L_b2同时充电。t₀时刻，第二开关管S₂关断，第一谐振电容C₁放电，第二谐振电容C₂充电,当第一谐振电容C₂两端电压因放电至零时，第一二极管VD₁导通，第二开关管S₂两端电压为总线电压即第一电解电容C_bus两端的电压V_bus，同时第一开关管S₁实现了零电压开通；

阶段Ⅱ[t₁，t₂]：t₁时刻之后，第一开关管S₁导通，此时第一开关管S₁和第四开关管S₄保持导通状态，第一输入电感L_b1放电，第二输入电感L_b2继续充电，开关网络输出电压值U_AB等于总线电压V_bus，同时保持关断状态的第二开关管S₂和第四开关管S₄两端的电压同为V_bus，谐振电流小于零并逐渐增加；

阶段Ⅲ[t₂，t₃]：t₂时刻之后和t₃时刻之前，第一开关管S₁关断，此时第四开关管S₄保持开通，第一谐振电容C₁开始充电，第二谐振电容C₂开始放电，当第二谐振电容C₂两端电压因放电至零时，第二二极管VD₂导通，此时第一开关管两端的电压为V_bus，第一开关管S₁零电流关断，第二开关管S₂零电压开通；

阶段Ⅳ[t₃，t₄]：t₄时刻，第二开关管S₂导通，第二开关管S₂和第四开关管S₄保持导通状态，保持关断状态的第一开关管S₁和第三开关管S₃两端的电压都为V_bus，由于第二开关管S₂和第四开关管S₄同时导通，开关网络输出电压值U_AB等于零，LCLC谐振网络单元Y单独向负载供电，谐振电流快速下降；

所述下半周期[t₄，t₈]包括以下四个阶段：

阶段Ⅴ[t₄，t₅]：t₄时刻之前，第二开关管S₂和第四开关管S₄导通，开关网络输出电压值U_AB为零，第一输入电感L_b1和第二输入电感L_b2同时充电；t₄时刻，第四开关管S₄关断，第三谐振电容C₃放电，第四谐振电容C₄充电，当第三谐振电容C₃两端的电压因放电至零时，第三二极管VD₃导通，第二开关管S₂两端电压为总线电压即第一电解电容C_bus两端的电压V_bus，同时第一开关管S₃零电压导通；

阶段Ⅵ[t₅，t₆]：t₅时刻之后，第三开关管S₃导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃保持导通状态，第一输入电感L_b1放电，第二输入电感L_b2继续充电，开关网络输出电压值U_AB等于总线电压V_bus的负值，同时保持关断状态的第一开关管S₁和第三开关管S₃两端的电压同为V_bus，谐振电流大于零并逐渐减小；

阶段Ⅶ[t₆，t₇]：t₆时刻之后t₇时刻之前，第三开关管S₃关断，第四开关管S₄保持开通，第三谐振电容C₃开始充电，第四谐振电容C₄开始放电，当第四谐振电容C₄两端电压因放电至零时，第四二极管VD₄导通，第三开关管两端的电压为总线电压V_bus，第三开关管S₃进行零电流关断，第四开关管S₂零电压导通；

阶段Ⅷ[t₇，t₈]：t₇时刻，第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第四开关管S₄都保持导通状态，保持关断状态的第一开关管S₁和第三开关管S₃两端的电压都为总线电压V_bus，由于第二开关管S₂和第四开关管S₄同时导通，开关网络输出电压U_AB的值等于零，所述LCLC谐振网络单元Y单独向多端口变换器的负载供电，所述LCLC谐振网络单元Y的谐振电流快速下降。

所述三角波频率为ω₁，对开关网络输出电压U_AB进行傅里叶分解可得：

$U_{AB}=\underset{n=1,3,5...}{\Σ}\frac{4V_{bus}}{n\mathrm{\π}}.sin\left(\frac{n\mathrm{\α}}{2}\right).cos\left({\mathrm{n\ω}}_{1}t\right),---\left(1\right)$

式中α＝2πD，n为正整数，t为时间，D为第一开关管S₁的占空比，第一开关管通过第一开关管占空比D来控制开关管网络输出电压值U_AB的大小以及总线电压V_bus的大小。

所述串联谐振电感L_s和串联谐振电容C_s组成的串联谐振电路固有谐振频率为并联谐振电感L_p和并联谐振电容C_p组成的并联谐振电路固有谐振频率为负载电阻为R，参数参数参数参数其中参数λ₁、参数λ₂分别体现了串联谐振电路和并联谐振电路的固有谐振频率偏离电路工作频率ω₁的程度，参数Q₁、参数Q₂分别体现了串联谐振电路和并联谐振电路相较于负载电阻R的品质因数。

输出电压总谐波畸变率THD的表达式为：

$THD=\frac{\sqrt{{\[\underset{n=3,\mathrm{5...}}{\Σ}\frac{4V_{bus}}{n\mathrm{\π}}sin\left(\frac{n\mathrm{\α}}{2}\right)cos\left({\mathrm{n\ω}}_{1}t\right)\]}^2}}{\frac{4V_{bus}}{\mathrm{\π}}sin\left(\frac{na}{2}\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)},---\left(2\right)$

式中，α＝2πD，V_bus总线电压，t为时间，n为正整数，D为第一开关管的占空比，ω₁为三角波频率，输出电压谐波畸变率较小。

与现有技术相比本发明具有如下优点和有益效果：

(1)本变换器采用PWM控制，相较于移向控制，控制更加简单方便。

(2)本发明通过双boost电路能够实现输入电压的升压，通过PWM调制，使得输入电流纹波保持在较小值。而保持关断状态的开关管两端的电压也被有效控制为总线电压，减小了开关管的电压应力。

(3)本发明通过引入第一电解电感C_bus，以实现了多端口输入，通过电容C_bus的充放电，使得电能有着较高的利用率，同时也使总线保持稳定的总线电压V_bus，开关网络能够保持连续稳定的输出。

(4)本发明采用LCLC谐振网络对开关网络输出电压进行滤波，变换器输出电压谐波畸变率小。

(5)本发明由于采用了交错boost升压电路，引入了第一输入电感L_b1和第二输入电感L_b2，同时谐振网络单元也在工作频率下为感性，从而使得第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄在较大范围内实现软开关，有效的减小了开关损耗，提高能量的传递效率。

附图说明

图1是本发明的基于高频逆变的多端口变换器的结构图。

图2是本发明的基于高频逆变的多端口变换器的开关管驱动信号以及关键电压电流波形图。

具体实施方式

为进一步阐述本发明的内容及特点，以下结合附图对本发明的具体实施方案进行具体说明，但本发明的具体实施方案不局限于此。

实施例

如图1所示，一种基于高频逆变的多端口变换器，包括：相互串联的交错boost电路单元X和LCLC谐振网络单元Y；所述交错boost电路单元X包括第一输入电感L_b1、第二输入电感L_b2、第一电解电容C_bus、第二电解电容C_in、第一谐振电容C₁、第二谐振电容C₂、第三谐振电容C₃、第四谐振电容C₄、第一二极管VD₁、第二二极管VD₂、第三二极管VD₃、第四二极管VD₄、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄；所述第一输入电感L_b1与第二输入电感L_b2的电感值相等；所述第一输入电感L_b1的一端和第二输入电感L_b2的一端均与第二电解电容C_in正极相连，所述第一输入电感L_b1的另一端与开关管S₁源极相连，第二输入电感L_b2的另一端与开关管S₃源极相连；所述第一开关管S₁的漏极、第一二极管VD₁阴极、第一谐振电容C₁的一端均与第一电解电容C_bus正极相连；所述第一开关管S₁源极、第一二极管VD₁阳极、第一谐振电容C₁的另一端均与第二开关管S₂漏极相连；所述第二开关管S₂漏极、第二二极管VD₂阴极和第二谐振电容C₂的一端均与第一开关管S₁的源极相连；所述第二开关管S₂的源极、第二二极管VD₂的阳极和第二谐振电容的另一端均与第一电解电容C_bus的负极相连；所述第三开关管S₃的漏极、第三二极管VD₃的阴极和第三谐振电容C₃的一端均与第二开关管S₂的漏极相连；所述第三开关管S₃的源极、第三二极管VD₃的阳极和第三电解电容C₃的另一端均与第四开关管S₄的漏极相连；所述第四开关管S₄的漏极、第四二极管VD₄的阴极和第四电解电容C₄的一端均与第三开关管S₃源极相连；所述第四开关管S₄的源极、第四二极管VD₄的阳极和第四电解电容C₄的另一端均与第二开关管S₂源极相连；所述第一谐振电容C₁的电容值、第二谐振电容C₂的电容值、第三谐振电容C₃的电容值和第四谐振电容C₄的电容值相等；所述LCLC谐振网络包括串联谐振电感L_s、串联谐振电容C_s、并联谐振电感L_p和并联谐振电容C_p；所述串联谐振电感L_s的一端与串联谐振电容C_s的一端相连接；所述并联谐振电感L_p的一端和并联谐振电容C_p的一端均与串联谐振电容C_s的另一端相连接；所述LCLC谐振网络单元串联电感L_s的一端与第一开关管S₁的源极相连；所述LCLC谐振网络单元并联电感L_p与并联电容的另一端均与第三开关管S₃的源极相连；所述第一开关管S₁的第一驱动信号G₁、第二开关管S₂的第二驱动信号G₂、第三开关管S₃的第三驱动信号G₃和第四开关管S₄的第四驱动信号G₄均通过三角载波Tri与直流电压V_ref比较获得；所述第一开关管S₁在三角波Tri小于直流电压V_ref1时导通，第二开关管S₂在三角波Tri小于直流电压V_ref1时导通，第一开关管S₁和第二开关管S₂互补导通；所述第三开关管S₃在三角波Tri大于直流电压V_ref2时导通，第四开关管S₄在三角波Tri大于直流电压V_ref1时导通，第三开关管S)和第四开关管S₄互补导通；所述第一开关管S₁和第三开关管S₃之间存在180°相移，所述第二开关管S₂和第四开关管S₄之间存在180°相移；如图2所示，所述多端口变换器的稳态工作周期分为8个阶段，所述稳态工作周期包括上半周期和下半周期；所述上半周期[t₀，t₄]包括以下四个阶段：

阶段Ⅰ[t₀，t₁]：t₀时刻之前，第二开关管S₂和第四开关管S₄导通，开关网络输出电压值U_AB为零，第一输入电感L_b1和第二输入电感L_b2同时充电。t₀时刻，第二开关管S₂关断，第一谐振电容C₁放电，第二谐振电容C₂充电,当第一谐振电容C₂两端电压因放电至零时，第一二极管VD₁导通，第二开关管S₂两端电压为总线电压即第一电解电容C_bus两端的电压V_bus，同时第一开关管S₁实现了零电压开通；

阶段Ⅱ[t₁，t₂]：t₁时刻之后，第一开关管S₁导通，此时第一开关管S₁和第四开关管S₄保持导通状态，第一输入电感L_b1放电，第二输入电感L_b2继续充电，开关网络输出电压值U_AB等于总线电压V_bus，同时保持关断状态的第二开关管S₂和第四开关管S₄两端的电压同为V_bus，谐振电流小于零并逐渐增加；

阶段Ⅲ[t₂，t₃]：t₂时刻之后和t₃时刻之前，第一开关管S₁关断，此时第四开关管S₄保持开通，第一谐振电容C₁开始充电，第二谐振电容C₂开始放电，当第二谐振电容C₂两端电压因放电至零时，第二二极管VD₂导通，此时第一开关管两端的电压为V_bus，第一开关管S₁零电流关断，第二开关管S₂零电压开通；

阶段Ⅳ[t₃，t₄]：t₄时刻，第二开关管S₂导通，第二开关管S₂和第四开关管S₄保持导通状态，保持关断状态的第一开关管S₁和第三开关管S₃两端的电压都为V_bus，由于第二开关管S₂和第四开关管S₄同时导通，开关网络输出电压值U_AB等于零，LCLC谐振网络单元Y单独向负载供电，谐振电流快速下降；

所述下半周期[t₄，t₈]包括以下四个阶段：

阶段Ⅴ[t₄，t₅]：t₄时刻之前，第二开关管S₂和第四开关管S₄导通，开关网络输出电压值U_AB为零，第一输入电感L_b1和第二输入电感L_b2同时充电；t₄时刻，第四开关管S₄关断，第三谐振电容C₃放电，第四谐振电容C₄充电，当第三谐振电容C₃两端的电压因放电至零时，第三二极管VD₃导通，第二开关管S₂两端电压为总线电压即第一电解电容C_bus两端的电压V_bus，同时第一开关管S₃零电压导通；

阶段Ⅵ[t₅，t₆]：t₅时刻之后，第三开关管S₃导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃保持导通状态，第一输入电感L_b1放电，第二输入电感L_b2继续充电，开关网络输出电压值U_AB等于总线电压V_bus的负值，同时保持关断状态的第一开关管S₁和第三开关管S₃两端的电压同为V_bus，谐振电流大于零并逐渐减小；

阶段Ⅶ[t₆，t₇]：t₆时刻之后t₇时刻之前，第三开关管S₃关断，第四开关管S₄保持开通，第三谐振电容C₃开始充电，第四谐振电容C₄开始放电，当第四谐振电容C₄两端电压因放电至零时，第四二极管VD₄导通，第三开关管两端的电压为总线电压V_bus，第三开关管S₃进行零电流关断，第四开关管S₂零电压导通；

阶段Ⅷ[t₇，t₈]：t₇时刻，第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第四开关管S₄都保持导通状态，保持关断状态的第一开关管S₁和第三开关管S₃两端的电压都为总线电压V_bus，由于第二开关管S₂和第四开关管S₄同时导通，开关网络输出电压U_AB的值等于零，所述LCLC谐振网络单元Y单独向多端口变换器的负载供电，所述LCLC谐振网络单元Y的谐振电流快速下降。

所述三角波频率为ω₁，对开关网络输出电压U_AB进行傅里叶分解可得：

$U_{AB}=\underset{n=1,3,5...}{\Σ}\frac{4V_{bus}}{n\mathrm{\π}}.sin\left(\frac{n\mathrm{\α}}{2}\right).cos\left({\mathrm{n\ω}}_{1}t\right),---\left(1\right)$

式中，α＝2πD，t为时间，n为正整数，D为第一开关管S₁的占空比，第一开关管通过第一开关管占空比D来控制开关管网络输出电压值U_AB的大小以及总线电压V_bus的大小

所述串联谐振电感L_s和串联谐振电容C_s组成的串联谐振电路固有谐振频率为并联谐振电感L_p和并联谐振电容C_p组成的并联谐振电路固有谐振频率为负载电阻为R，参数参数参数参数其中参数λ₁、参数λ₂分别体现了串联谐振电路和并联谐振电路的固有谐振频率偏离电路工作频率ω₁的程度，参数Q₁、参数Q₂分别体现了串联谐振电路和并联谐振电路相较于负载电阻R的品质因数。

输出电压总谐波畸变率THD的表达式为：

$THD=\frac{\sqrt{{\[\underset{n=3,\mathrm{5...}}{\Σ}\frac{4V_{bus}}{n\mathrm{\π}}sin\left(\frac{n\mathrm{\α}}{2}\right)cos\left({\mathrm{n\ω}}_{1}t\right)\]}^2}}{\frac{4V_{bus}}{\mathrm{\π}}sin\left(\frac{na}{2}\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)},---\left(2\right)$

式中，α＝2πD，V_bus总线电压，t为时间，n为正整数，D为第一开关管S₁的占空比，ω₁为三角波频率。

实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于高频逆变的多端口变换器，其特征在于，包括：交错boost电路单元(X)和LCLC谐振网络单元(Y)，所述交错boost电路单元(X)与LCLC谐振网络单元(Y)串联。

2.根据权利要求1所述基于高频逆变的多端口变换器，其特征在于，所述交错boost电路单元(X)包括第一输入电感(L_b1)、第二输入电感(L_b2)、第一电解电容(C_bus)、第二电解电容(C_in)、第一谐振电容(C₁)、第二谐振电容(C₂)、第三谐振电容(C₃)、第四谐振电容(C₄)、第一二极管(VD₁)、第二二极管(VD₂)、第三二极管(VD₃)、第四二极管(VD₄)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)；所述第一输入电感(L_b1)与第二输入电感(L_b2)的电感值相等；所述第一输入电感(L_b1)的一端和第二输入电感(L_b2)的一端均与与第二电解电容(C_in)正极相连接，所述第一输入电感(L_b1)的另一端与开关管(S₁)源极相连，第二输入电感(L_b2)的另一端与开关管(S₃)的源极相连；所述第一开关管(S₁)的漏极、第一二极管(VD₁)的阴极和第一谐振电容(C₁)的一端均与第一电解电容(C_bus)正极相连；所述第一开关管(S₁)的源极、第一二极管(VD₁)的阳极和第一谐振电容(C₁)的另一端均与第二开关管(S₂)的漏极相连；所述第二开关管(S₂)的漏极、第二二极管(VD₂)的阴极和第二谐振电容(C₂)的一端均与第一开关管(S₁)的源极相连；所述第二开关管(S₂)的源极、第二二极管(VD₂)的阳极和第二谐振电容的另一端均与第一电解电容(C_bus)的负极相连；所述第三开关管(S₃)的漏极、第三二极管(VD₃)的阴极和第三谐振电容(C₃)的一端均与第二开关管(S₂)的漏极相连；所述第三开关管(S₃)的源极、第三二极管(VD₃)的阳极和第三电解电容(C₃)的另一端均与第四开关管(S₄)的漏极相连；所述第四开关管(S₄)的漏极、第四二极管(VD₄)的阴极和第四电解电容(C₄)的一端均与第三开关管(S₃)源极相连；所述第四开关管(S₄)的源极、第四二极管(VD₄)的阳极和第四电解电容(C₄)的另一端均与第二开关管(S₂)的源极相连；所述第一谐振电容(C₁)的电容值、第二谐振电容(C₂)的电容值、第三谐振电容(C₃)的电容值和第四谐振电容(C₄)的电容值相等；

所述LCLC谐振网络包括串联谐振电感(L_s)、串联谐振电容(C_s)、并联谐振电感(L_p)和并联谐振电容(C_p)；所述串联谐振电感(L_s)的一端与串联谐振电容(C_s)的一端相连接；所述并联谐振电感(L_p)的一端和并联谐振电容(C_p)的一端均与串联谐振电容(C_s)的另一端相连接；所述LCLC谐振网络单元串联电感(L_s)的一端与第一开关管(S₁)的源极相连；所述LCLC谐振网络单元(Y)的并联电感(L_p)与并联电容的另一端均与第三开关管S₃的源极相连；

所述第一开关管(S₁)的第一驱动信号(G₁)、第二开关管(S₂)的第二驱动信号(G₂)、第三开关管(S₃)的第三驱动信号(G₃)和第四开关管(S₄)的第四驱动信号(G₄)均通过三角载波(Tri)与直流电压(V_ref)比较获得；所述第一开关管(S₁)在三角波(Tri)小于直流电压(V_ref1)时导通，第二开关管(S₂)在三角波(Tri)小于直流电压(V_ref1)时导通，第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)互补导通；所述第三开关管(S₃)在三角波(Tri)大于直流电压(V_ref2)时导通，第四开关管(S₄)在三角波(Tri)大于直流电压(V_ref1)时导通，第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)互补导通；所述第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)之间存在180°相移，所述第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)之间存在180°相移。

3.根据权利要求1所述基于高频逆变的多端口变换器，其特征在于，所述多端口变换器的稳态工作周期分为8个阶段；所述稳态工作周期包括上半周期和下半周期；所述上半周期[t₀，t₄]包括以下四个阶段：

阶段Ⅰ[t₀，t₁]：t₀时刻之前，第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)导通，开关网络输出电压值(U_AB)为零，第一输入电感(L_b1)和第二输入电感(L_b2)同时充电；t₀时刻，第二开关管(S₂)关断，第一谐振电容(C₁)放电，第二谐振电容(C₂)充电,当第一谐振电容(C₂)两端电压因放电至零时，第一二极管(VD₁)导通，第二开关管(S₂)两端电压为总线电压即第一电解电容(C_bus)两端的电压V_bus，同时第一开关管(S₁)实现了零电压开通；

阶段Ⅱ[t₁，t₂]：此阶段第一开关管(S₁)导通，此时第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)保持导通状态，第一输入电感(L_b1)放电，第二输入电感(L_b2)继续充电，开关网络输出电压值(U_AB)等于总线电压(V_bus)，同时保持关断状态的第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)两端的电压同为(V_bus)，谐振电流小于零并逐渐增加；

阶段Ⅲ[t₂，t₃]：t₂时刻，第一开关管(S₁)关断，此时第四开关管(S₄)保持开通，第一谐振电容(C₁)开始充电，第二谐振电容(C₂)开始放电，当第二谐振电容(C₂)两端电压因放电至零时，第二二极管(VD₂)导通，此时第一开关管两端的电压为V_bus，第一开关管(S₁)实现零电流关断，第二开关管(S₂)实现零电压开通；

阶段Ⅳ[t₃，t₄]：此阶段第二开关管(S₂)导通，此时第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)保持导通状态，保持关断状态的第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)两端的电压都为(V_bus)，由于第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)同时导通，开关网络输出电压值(U_AB)等于零，LCLC谐振网络单元(Y)单独向负载供电，谐振电流快速下降；

所述下半周期[t₄，t₈]包括以下四个阶段：

阶段Ⅴ[t₄，t₅]：t₄时刻之前，第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)导通，开关网络输出电压值(U_AB)为零，第一输入电感(L_b1)和第二输入电感(L_b2)同时充电；t₄时刻，第四开关管(S₄)关断，第三谐振电容(C₃)放电，第四谐振电容(C₄)充电，当第三谐振电容(C₃)两端的电压因放电至零时，第三二极管(VD₃)导通，第二开关管(S₂)两端电压为总线电压即第一电解电容(C_bus)两端的电压V_bus，同时第一开关管(S₃)零电压导通；

阶段Ⅵ[t₅，t₆]：t₅时刻，第三开关管(S₃)导通，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)保持导通状态，第一输入电感(L_b1)放电，第二输入电感(L_b2)继续充电，开关网络输出电压值(U_AB)等于总线电压(V_bus)的负值，同时保持关断状态的第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)两端的电压同为(V_bus)，谐振电流大于零并逐渐减小；

阶段Ⅶ[t₆，t₇]：t₆时刻，第三开关管(S₃)关断，第四开关管(S₄)保持开通，第三谐振电容(C₃)开始充电，第四谐振电容(C₄)开始放电，当第四谐振电容(C₄)两端电压因放电至零时，第四二极管(VD₄)导通，第三开关管两端的电压为总线电压(V_bus)，第三开关管(S₃)进行零电流关断，第四开关管(S₂)零电压导通；

阶段Ⅷ[t₇，t₈]：t₇时刻，第四开关管(S₄)导通，第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)都保持导通状态，保持关断状态的第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)两端的电压都为总线电压(V_bus)，由于第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)同时导通，开关网络输出电压(U_AB)的值等于零，所述LCLC谐振网络单元(Y)单独向多端口变换器的负载供电，所述LCLC谐振网络单元(Y)的谐振电流快速下降。

4.根据权利要求3所述的基于高频逆变的多端口变换器，其特征在于，所述多端口变换器的输出电压谐波畸变率THD为：

$THD=\frac{\sqrt{{\[\underset{n=3,\mathrm{5...}}{\Σ}\frac{4V_{bus}}{n\mathrm{\π}}sin\left(\frac{n\mathrm{\α}}{2}\right)cos\left({\mathrm{n\ω}}_{1}t\right)\]}^2}}{\frac{4V_{bus}}{\mathrm{\π}}sin\left(\frac{na}{2}\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{1}t\right)},$

式中，α＝2πD，V_bus总线电压，t为时间，n为正整数，D为第一开关管的占空比，ω₁为三角波频率，输出电压谐波畸变率较小。

5.根据权利要求4所述的基于高频逆变的多端口变换器，其特征在于，所述第一开关管通过第一开关管的占空比D的大小控制开关网络输出电压(U_AB)的大小。