CN113452248A - 一种谐振开关电容变换器及其控制方法 - Google Patents

一种谐振开关电容变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请提供了一种谐振开关电容变换器RSCC及其控制方法，该RSCC包括：输入电容和输出电容、N个并联的RSC支路、以及控制器。控制器用于确定N个谐振单元的特征电流的平均值，该特征电流为谐振单元在一个谐振开关周期内的瞬时电流的有效值或峰值。在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，充电开关导通时对应的支路处于充电阶段。或，在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，减小第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，放电开关导通时对应的支路处于放电阶段。本申请提供的RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化。

Description

一种谐振开关电容变换器及其控制方法
技术领域
本申请涉及电路领域，更具体地，涉及一种谐振开关电容变换器及其控制方法。
背景技术
随着光伏发电、电动汽车、可再生能源系统对电力电子变换器需求的不断增加。传统的直流变换器，普遍采用电感、变压器等磁性元件来传递能量，体积大、功率密度低。同时，这些变换器多工作在硬开关状态，开关损耗大、效率低。
与传统的开关电容变换器相比，谐振开关电容变换器(resonant switchedcapacitor converter，RSCC)采用谐振单元(谐振电感和谐振电容)传递能量，不仅减小了变换器的体积，同时，其充放电电容均工作在谐振状态，因此不存在电流尖峰问题，可以应用于输出电流较大的场合。
当RSCC中包括多个并联的支路时，其变换功率可以提升，但是由于电路参数的不同，可能导致RSCC中各个支路的电流不均，影响RSCC中的功率开关器件的应力和损耗。
发明内容
本申请提供一种谐振开关电容变换器及其控制方法，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化。
第一方面，提供了一种谐振开关电容变换器，包括：输入电容和输出电容，N个并联的谐振开关电容支路，N个谐振开关电容支路中的每个包括开关单元和谐振单元，以及控制器，控制器用于控制开关单元中的开关的导通状态，使得谐振单元在充电阶段从输入电容获取电能，以及使得谐振单元在放电阶段将电能输出至输出电容。其中，控制器还用于：确定N个谐振单元的特征电流的平均值，N个谐振单元与N个谐振开关电容支路一一对应，该特征电流为谐振单元在一个谐振开关周期内的瞬时电流的有效值或峰值。在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，其中，在该充电开关导通时，其对应的谐振开关电容支路处于充电阶段。或者，在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，减小第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，其中，在该放电开关导通时，其对应的谐振开关电容支路处于放电阶段。其中，第一谐振单元是N个谐振单元中的任一个，第一开关单元是第一谐振单元所在的谐振开关电容支路中的开关单元，N为大于1的整数。
具体而言，控制器可以确定一个谐振开关周期内分别流过N个谐振单元的瞬时电流的有效值或峰值，该有效值或峰值也可以称为特征电流，进一步计算N个特征电流的平均值，该平均值可以理解为每个谐振单元所承受的标准电流。在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，说明第一开关单元中的开关所承受的电流大于标准电流，控制器可以用于减小充电开关的控制信号的占空比，通过这种方式，第一谐振单元所在的支路处于充电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，第一谐振单元的特征电流将会减小，从而第一开关单元中的开关所承受的应力和损耗将会减小。在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，说明流过第一开关单元中的开关的电流低于标准电流，控制器可以用于减小放电开关的控制信号的占空比，通过这种方式，第一谐振单元所在的支路处于放电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，第一谐振单元的特征电流将会增大，从而第一开关单元中的开关所承受的应力和损耗将会趋向平均化。
因此，本申请提供的谐振开关电容变换器RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化，防止部分支路中的开关承受过高的应力和损耗引起的电路故障。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，控制器具体用于：在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值且第一谐振单元的特征电流与平均值的差值大于第一阈值时，减小充电开关的控制信号的占空比。或者，在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值且第一谐振单元的特征电流与平均值的差值大于第二阈值时，减小放电开关的控制信号的占空比。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，控制器具体用于：检测N个谐振单元的瞬时电流，根据N个谐振单元的瞬时电流确定N个谐振单元的特征电流，并根据N个谐振单元的特征电流计算平均值。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，控制器包括采样单元和控制单元，采样单元具体用于：采集N个谐振单元的瞬时电流信息，并向控制单元发送N个谐振单元的瞬时电流信息。控制单元具体用于：接收N个谐振单元的瞬时电流信息，根据N个谐振单元的瞬时电流信息确定N个谐振单元的特征电流，并根据N个谐振单元的特征电流计算平均值。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，谐振开关电容变换器为两电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，开关单元包括第一开关和第二开关，第一开关为充电开关，第二开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管。第一开关的第一端和输入电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第二开关的第二端和输入电容的第二端连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，谐振开关电容变换器为中点钳位NPC型三电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，输入电容包括第一电容和第二电容，开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，第一开关为充电开关，第四开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管。第一开关的第一端和第一电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、第三二极管的阴极连接，第二开关的第二端和第三开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第三开关的第二端和第四开关的第一端、第四二极管的阳极连接，第四开关的第二端和第二电容的第二端连接，第二电容的第一端和第一电容的第二端、第三二极管的阳极、第四二极管的阴极连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，谐振开关电容变换器为有源中点钳位ANPC型三电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，输入电容包括第一电容和第二电容，开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关和第六开关，第一开关为充电开关，第四开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管。第一开关的第一端和第一电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、第五开关的第一端连接，第二开关的第二端和第三开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第三开关的第二端和第四开关的第一端、第六开关的第二端连接，第四开关的第二端和第二电容的第二端连接，第二电容的第一端和第一电容的第二端、第五开关的第二端、第六开关的第一端连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
第二方面，提供一种谐振开关电容变换器的控制方法，该谐振开关电容变换器包括：输入电容和输出电容，N个并联的谐振开关电容支路，N个谐振开关电容支路中的每个包括开关单元和谐振单元，以及控制器，控制器用于控制开关单元中的开关的导通状态，使得谐振单元在充电阶段从输入电容获取电能，以及使得谐振单元在放电阶段将电能输出至输出电容。该方法包括：控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，N个谐振单元与N个谐振开关电容支路一一对应，特征电流为谐振单元在一个谐振开关周期内的瞬时电流的有效值或峰值。控制器在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，其中，在充电开关导通时，其对应的谐振开关电容支路处于充电阶段。或者，控制器在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，减小第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，其中，在放电开关导通时，其对应的谐振开关电容支路处于放电阶段。其中，第一谐振单元是N个谐振单元中的任一个，第一开关单元是第一谐振单元所在的谐振开关电容支路中的开关单元，N为大于1的整数。
具体而言，控制器可以确定一个谐振开关周期内分别流过N个谐振单元的瞬时电流的有效值或峰值，该有效值或峰值也可以称为特征电流，进一步计算N个特征电流的平均值，该平均值可以理解为每个谐振单元所承受的标准电流。在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，说明第一开关单元中的开关所承受的电流大于标准电流，控制器可以用于减小充电开关的控制信号的占空比，通过这种方式，第一谐振单元所在的支路处于充电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，第一谐振单元的特征电流将会减小，从而第一开关单元中的开关所承受的应力和损耗将会减小。在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，说明流过第一开关单元中的开关的电流低于标准电流，控制器可以用于减小放电开关的控制信号的占空比，通过这种方式，第一谐振单元所在的支路处于放电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，第一谐振单元的特征电流将会增大，从而第一开关单元中的开关所承受的应力和损耗将会趋向平均化。
因此，本申请提供的谐振开关电容变换器RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化，防止部分支路中的开关承受过高的应力和损耗引起的电路故障。
结合第二方面，在二种可能的实现方式中，控制器在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，包括：控制器在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值且第一谐振单元的电流与平均值的差值大于第一阈值时，减小充电开关的控制信号的占空比。控制器在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，减小第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，包括：控制器在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值且第一谐振单元的电流与平均值的差值大于第二阈值时，减小放电开关的控制信号的占空比。
结合第二方面，在二种可能的实现方式中，控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，包括：控制器检测N个谐振单元的瞬时电流，根据N个谐振单元的瞬时电流确定N个谐振单元的特征电流，以及根据N个谐振单元的特征电流计算平均值。
结合第二方面，在二种可能的实现方式中，控制器包括采样单元和控制单元，控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，包括：采样单元采集N个谐振单元的瞬时电流信息，并向控制单元发送N个谐振单元的瞬时电流信息，控制单元接收N个谐振单元的瞬时电流信息，并根据N个谐振单元的瞬时电流信息确定N个谐振单元的电流中的每个的有效值和平均值。
结合第二方面，在二种可能的实现方式中，谐振开关电容变换器为两电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，开关单元包括第一开关和第二开关，第一开关为充电开关，第二开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管。第一开关的第一端和输入电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第二开关的第二端和输入电容的第二端连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
结合第二方面，在二种可能的实现方式中，谐振开关电容变换器为中点钳位NPC型三电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，输入电容包括第一电容和第二电容，开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，第一开关为充电开关，第四开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管。第一开关的第一端和第一电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、第三二极管的阴极连接，第二开关的第二端和第三开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第三开关的第二端和第四开关的第一端、第四二极管的阳极连接，第四开关的第二端和第二电容的第二端连接，第二电容的第一端和第一电容的第二端、第三二极管的阳极、第四二极管的阴极连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
结合第二方面，在二种可能的实现方式中，谐振开关电容变换器为有源中点钳位ANPC型三电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，输入电容包括第一电容和第二电容，开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关和第六开关，第一开关为充电开关，第四开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管。第一开关的第一端和第一电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、第五开关的第一端连接，第二开关的第二端和第三开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第三开关的第二端和第四开关的第一端、第六开关的第二端连接，第四开关的第二端和第二电容的第二端连接，第二电容的第一端和第一电容的第二端、第五开关的第二端、第六开关的第一端连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
第三方面，提供一种最大功率点追踪MPPT汇流箱，包括前述第一方面及第一方面中任一种实现方式中的谐振开关变换电容器RSCC。
第四方面，提供一种供电系统，包括前述第一方面及第一方面中任一种实现方式中的谐振开关变换电容器RSCC。
附图说明
图1是本申请的一种应用场景的示意性框图。
图2是本申请提供的一种谐振开关电容变换器RSCC的示意图。
图3是本申请实施例提供的一种两电平RSCC的示意性结构图。
图4是两电平RSCC中主功率电路的开关单元中的开关的控制时序。
图5是两电平RSCC中一个谐振开关周期内谐振单元的瞬时电流的变化示意图。
图6是本申请实施例提供的一种NPC型三电平RSCC的示意性结构图。
图7是NPC型三电平RSCC中主功率电路的开关单元中的开关的控制时序。
图8是NPC型三电平RSCC中一个谐振开关周期内谐振单元的瞬时电流的变化示意图。
图9是本申请实施例提供的一种ANPC型三电平RSCC的示意性结构图。
图10是ANPC型三电平RSCC中主功率电路的开关单元中的开关的控制时序。
图11是ANPC型三电平RSCC中一个谐振开关周期内谐振单元的瞬时电流的变化示意图。
图12是本申请提供的一种谐振开关电容变换器的控制方法的示意图。
图13是本申请实施例的控制设备的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本申请中的技术方案进行描述。
图1是本申请的一种应用场景的示意性框图。如图1所示，本申请的谐振开关电容变换器(resonant switched capacitor converter，RSCC)可以用于供电系统100中，供电系统100可以产生电能，并向电网供电。具体地，供电系统100可以包括供电模块110、最大功率点跟踪(maximum power point tracking，MPPT)汇流箱120、逆变电路130。其中，MPPT汇流箱120可以包括直流-直流升压电路121、直流-直流升压电路122和RSCC 123。其中，直流-直流升压电路121的正输出端和逆变电路130的正输入端相连，直流-直流升压电路121的负输出端与逆变电路130的输入端零点相连。直流-直流升压电路122的正输出端和RSCC 123的正输入端相连，直流-直流升压电路122的负输出端与RSCC 123的负输入端相连。RSCC123的正输出端和逆变电路130的输入端零点相连，RSCC 123的负输出端和逆变电路130的负输入端相连。换言之，RSCC 123可以将直流-直流升压电路2输出的正电压转换为负电压，然后与直流-直流升压电路1输出的电压串联后一起接入逆变电路130。
供电模块110可以将产生的电能输出至MPPT汇流箱120，MPPT汇流箱120可以在进行直流电压转换之后，将直流电输出至逆变电路130，逆变电路130可以将直流电转换为交流电，并将交流电输出至电网。作为示例，提供电能的供电模块110可以包括但不限于光伏(photovoltaic，PV)组串和/或电池。应理解，供电模块110中的光伏组串/电池111与光伏组串/电池112可以均相同，即均为光伏组串或电池，或者，111和112也可以不同，即111和112一个为电池，一个为光伏组串，本申请不做限定。
可选地，在图1中，直流-直流升压电路121的负输出端也可以接入RSCC 123的负输出端，即直流-直流升压电路121的负输出端和直流-直流升压电路122的负输出端是等电位的。
还应理解，如图1所示，组成供电系统100的供电模块110也可以是一个，也可以是多个，每个供电模块可以相同，也可以不同。与之对应的，组成供电系统100的MPPT汇流箱120也是一个，也可以是多个。即可以将多个供电模块110产生的电能经过多个MPPT汇流箱120的直流电压转换后，输入逆变电路130。应理解，多个供电模块110可以都相同，也可以不同，多个MPPT汇流箱可以都相同，也可以不同，本申请不做限定。
可选地，图1中的供电系统100中还可以包括变压器，其用于接收逆变单元130输出的交流电，并将该交流电进行电压变换，然后输入电网之中。
下面结合图2至图11对本申请实施例提供的RSCC进行说明。
图2是本申请提供的一种谐振开关电容变换器RSCC 200的示意图，如图2所示，谐振开关电容变换器RSCC 200可以包括主功率电路210和控制器220，其中，主动率电路210可以包括输入电容Cin、输出电容Cout以及N个并联的谐振开关电容(resonant switchedcapacitor，RSC)支路x(x＝1，2，3，……，N)，该N个RSC支路中的每一个都包括开关单元x和谐振单元x。输入电容Cin的两端分别接入主功率电路210的输入端的两端，即图2中的BUS+端和0端，输出电容Cout的两端分别接入主功率电路210的输出端的两端，即图2中的0端和BUS-端。其中，输入电容Cin可以是一个电容，也可以由两个或两个以上的电容串联形成。
应理解，当本申请实施例提供的RSCC应用于图1的供电系统100时，可以将主功率电路220的第一输入端(对应图中BUS+端)作为RSCC 123的正输入端、主功率电路220的第二输入端(对应图中的0端)作为RSCC 123的负输入端，将主功率电路220的第一输出端(对应图中0端)作为RSCC 123的正输出端、主功率电路220的第二输出端(对应图中的BUS-端)作为RSCC 123的负输出端。
换言之，本申请实施例提供的RSCC也可以用于其他场景，例如，可以将主功率电路220的第一输入端(对应图中BUS+端)作为RSCC 123的正输出端、主功率电路220的第二输出端(对应图中的BUS-端)作为RSCC 123的负输出端。在实际应用中，BUS+端、0端和BUS-端具体哪两端作为RSCC 123的正、负输出端可以视实际应用环境而定，本申请实施例不做限定，图1仅仅是对本申请实施例的一种应用场景的示例性说明。
在图2所示的RSCC 200中，控制器220可以控制开关单元x中的开关的导通状态，使得谐振单元x在充电阶段从输入电容Cin获取电能，以及使得谐振单元x在放电阶段将电能输出至输出电容Cout。需要说明的是，每一个开关单元x中包括充电开关x和放电开关x，其中充电开关x的导通时长可以决定谐振单元x从输入电容Cin获取电能的时长，即在充电开关x导通时，该充电开关x所在的RSC支路x处于充电阶段。放电开关x的导通时长可以决定谐振单元x将电能输出至输出电容Cout的时长，即在放电开关x导通时，该放电x开关所在的RSC支路x处于放电阶段。
一般来说，在其他条件不变的情况下，RSCC的主功率电路并联的RCS支路越多，该RSCC变换功率越大。然而，当主功率电路中存在多个并联的RSC支路时，由于每个支路的电路参数的差异，各个支路中的谐振单元会存在电流不均的现象，使得部分支路中的开关会承受较大的电流，从而影响这些支路中的开关的应力和损耗。
应理解，不超过额定电流的情况下，开关器件的工作电流的大小对其承受的应力影响不大，但是，若工作电流超过额定电流，则会使得开关的承受较大应力，从而产生较大损耗。
有鉴于此，本申请提供一种谐振开关电容变换器RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化，防止部分支路中的开关承受过高的应力和损耗引起的电路故障。
在本申请提供的RSCC中，控制器220可以用于确定N个谐振单元的特征电流的平均值，N个谐振单元与N个谐振开关电容支路一一对应，该特征电流为任一个谐振单元在一个谐振开关周期内的瞬时电流的有效值或峰值。在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，控制器220可以用于减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，在该充电开关导通时，其对应的RSC支路处于充电阶段。或者，在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，控制器200可以用于减小第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，在该放电开关导通时，其对应的RSC支路处于放电阶段。其中，第一谐振单元是N个谐振单元中的任一个，第一开关单元是第一谐振单元所在的谐振开关电容支路中的开关单元。应理解，本申请中，N为大于1的整数。
具体而言，控制器220可以确定一个谐振开关周期内分别流过N个谐振单元的瞬时电流的有效值或峰值，该有效值或峰值也可以称为特征电流，进一步计算N个特征电流的平均值，该平均值可以理解为每个谐振单元所承受的标准电流。在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，说明第一开关单元中的开关所承受的电流大于标准电流，控制器220可以用于减小充电开关的控制信号的占空比，通过这种方式，第一谐振单元所在的支路处于充电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，第一谐振单元的特征电流将会减小，从而第一开关单元中的开关所承受的应力和损耗将会减小。在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，说明流过第一开关单元中的开关的电流低于标准电流，控制器220可以用于减小放电开关的控制信号的占空比，通过这种方式，第一谐振单元所在的支路处于放电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，第一谐振单元的特征电流将会增大，从而第一开关单元中的开关所承受的应力和损耗将会趋向平均化。
因此，本申请提供的谐振开关电容变换器RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化，防止部分支路中的开关承受过高的应力和损耗引起的电路故障。
应理解，本申请中，占空比指的是对某一个开关来说，其控制信号在一个脉冲周期内高电平的时间相对于整个脉冲周期所占的比例。例如，对于1秒高电平1秒低电平的脉冲宽度调制波形(pulse width modulation wave，PWM波)，占空比是50％。
还应理解，本申请中，充电开关或放电开关的控制信号的占空比的具体减少量可以根据谐振单元的特征电流与平均值的差值的大小进行闭环调节。当特征电流与平均值的差值较大时，占空比的减小量可以较大，当差值较小时，占空比的减小量可以较小。
在一种可能的实现方式中，控制器220具体可以用于：在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值且第一谐振单元的特征电流与平均值的差值大于第一阈值时，减小充电开关的控制信号的占空比。或者，在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值且第一谐振单元的特征电流与平均值的差值大于第二阈值时，减小放电开关的控制信号的占空比。
换言之，本申请中，控制器220可以在第一谐振单元的特征电流与平均值的差值大于一定阈值时，对充电开关或放电开关的控制信号的占空比进行调节，可以避免因为电路中电流的波动而进行不必要的控制，提高RSCC的控制效率。
在一种可能的实现方式中，控制器220具体用于：检测N个谐振单元的瞬时电流，并根据N个谐振单元的瞬时电流确定N个谐振单元的特征电流，进一步根据N个谐振单元的特征电流计算平均值。
本申请中，控制器220可以实时检测谐振单元的瞬时电流，获得谐振单元在一个谐振开关周期内的瞬时电流的有效值或峰值，进一步根据N个谐振单元的有效值或峰值计算平均值。
因此，本申请可以实时检测各个支路的谐振单元的瞬时电流，并将检测结果用于对主功率电路210的进一步控制，从而可以实现主功率电路的闭环调节，提升RSCC的控制效率。
在一种可能的实现方式中，控制器包括采样单元和控制单元，采样单元具体可以用于：采集N个谐振单元的瞬时电流信息，并向控制单元发送N个谐振单元的瞬时电流信息。控制单元具体可以用于：接收N个谐振单元的瞬时电流信息，根据N个谐振单元的瞬时电流信息确定N个谐振单元的特征电流，并根据N个谐振单元的特征电流计算平均值。
在本申请实施例中，控制器220的功能可以由采样单元和控制单元分别实现，因此，本申请实施例可以在现有产品架构基础上实现RSCC中各个并联支路的均流目的，减少成本。
作为示例，图3是本申请实施例提供的一种两电平RSCC 300的示意性结构图。如图3所示，RSCC 300包括主功率电路310和控制器320，主功率电路310为两电平电路拓扑。应理解，图3仅以主功率电路310包括两个RSC支路(即支路10-1和支路10-2)进行说明，但是图3所示的RSCC也可以包括3个或3个以上的相同或不同的支路。
如图3所示，主功率电路310包括输入电容Cin、输出电容Cout、以及支路10-1和10-2。输入电容Cin的两端分别接入主功率电路310的输入端的两端，即图3中的BUS+端和0端，输出电容Cout的两端分别接入主功率电路310的输出端的两端，即图3中的0端和BUS-端。支路10-1和支路10-2均包括开关单元11、谐振单元12以及二极管D1(即第一二极管)、D2(即第二二极管)。开关单元11包括两个功率开关器件S1(即第一开关)和S2(即第二开关)，谐振单元12包括串联连接的谐振电容器Cr和谐振电感Lr。
在图3所示的主功率电路310中，开关S1的第一端和输入电容Cin的第一端连接，开关S1的第二端和开关S2的第一端、谐振单元12的第一端连接，开关S2的第二端和输入电容的第二端连接。谐振单元12的第二端和D1的阳极、D2的阴极连接，D1的阴极和输出电容Cout的第一端连接，D2的阳极和输出电容Cout的第二端连接。
图4示出了控制器320对主功率电路310的开关单元11中的开关的控制时序。对于支路10-1来说，初始状态下S1、S2、S3、S4均为关断状态。t1时刻，S1导通，S2保持不变。t1-t2时刻，S1持续导通，S2持续关断。t2时刻，S1关断。t3时刻，S2导通。t3-t4时刻，S1持续关断，S2持续导通。t4时刻S2关断。t4时刻之后，主功率电路310回到初始阶段。t1-t4可以称为一个谐振开关周期。
在S1导通且S2关断时，电流流向为BUS+端、S1、谐振单元12、D1、0端，支路10-1处于充电阶段，输入电容Cin向谐振电容Cr充电。在S1关断且S2导通时，电流流向为谐振单元12、S2、0端、Cout、BUS-端、D2，支路10-1处于放电阶段，谐振电容Cr作为电源向输出电容Cout充电。换言之，控制器320可以对主功率电路310中的开关单元11的导通状态进行控制，从而使得任一个谐振单元x可以在充电阶段从输入电容Cin获取电能，并在放电阶段将电能输出至输出电容Cout。
图5是一个谐振开关周期内流过支路10-1中谐振单元12的瞬时电流的变化示意图。从图4和图5可以看出，支路10-1在充电阶段和放电阶段，流过谐振单元的瞬时电流的方向相反。而开关S1导通的时间t1-t2的长度决定了谐振电容Cr充电的时间长度，开关S2导通的时间t3-t4的长度决定了谐振电容Cr放电的时间长度。因此，S1也可以称为充电开关，在其导通时，支路10-1处于充电阶段，S2也可以称为放电开关，在其导通时，支路10-1处于放电阶段。
图4和图5以支路10-1为例进行说明，对于支路10-2来说，开关单元11中的开关的控制时序和谐振单元12的瞬时电流变化与支路10-1是一样的。但是，同一时刻对支路10-1和支路10-2的开关单元的11控制内容不一定是相同的，可能在某一时刻，支路10-1处于充电阶段，而支路10-2处于放电阶段。
其中，控制器320可以采集一个谐振开关周期内流过两个谐振单元12的瞬时电流，根据谐振单元12的瞬时电流确定两个谐振单元的特征电流，特征电流可以为一个谐振开关周期内的瞬时电流的峰值，也可以为有效值。进一步根据N个谐振单元的特征电流计算特征电流的算术平均值。
以支路10-1为例，如果确定谐振单元12的特征电流大于平均值，控制器320可以用于减小支路10-1中的开关S1的控制信号的占空比。具体来说，如图4和图5所述，可以将S1的关断时刻提前为t2’，从而支路10-1处于充电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，谐振单元12的特征电流将会减小，因此，开关单元11中的开关所承受的应力和损耗将会减小。如果确定谐振单元12的特征电流小于平均值，控制器220可以用于减小开关S2的控制信号的占空比。具体来说，如图4和图5所述，可以将S2的关断时刻提前为t4’，从而谐振单元12所在的支路处于放电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，谐振单元12的特征电流将会增大，因此，开关单元11中的开关所承受的应力和损耗将会趋向平均化。对于其他支路，情况类似，在此不再赘述。
因此，本申请提供的谐振开关电容变换器RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化，防止部分支路中的开关承受过高的应力和损耗引起的电路故障。
作为示例，图6是本申请实施例提供的一种中点钳位(neutral point clamped，NPC)型三电平RSCC 400的示意性结构图。如图6所示，RSCC 400包括主功率电路410和控制器420，主功率电路410为NPC型三电平拓扑。应理解，图6仅以主功率电路410包括两个RSC支路(即支路20-1和支路20-2)进行说明，但是图6所示的RSCC也可以包括3个或3个以上相同或不同的支路。
如图6所示，主功率电路410包括输入电容C1(即第一电容)和C2(即第二电容)、输出电容Cout、以及支路20-1和20-2。输入电容C1和C2串联后的两端分别接入主功率电路410的输入端的两端，即图6中的BUS+端和0端，输出电容Cout的两端分别接入主功率电路410的输出端的两端，即图6中的0端和BUS-端。支路20-1和支路20-2均包括开关单元21、谐振单元22以及二极管D1(即第一二极管)、D2(即第二二极管)、D3(即第三二极管)、D4(即第四二极管)。开关单元21包括4个功率开关器件S1(即第一开关)、S2(即第二开关)、S3(即第三开关)、S4(即第四开关)，谐振单元22包括串联连接的谐振电容器Cr和谐振电感Lr。
在图6所示的主功率电路410中，开关S1的第一端和第一电容C1的第一端连接，开关S1的第二端和开关S2的第一端、D3的阴极连接，开关S2的第二端和开关S3的第一端、谐振单元22的第一端连接，开关S3的第二端和开关S4的第一端、D4的阳极连接，开关S4的第二端和第二电容C2的第二端连接，第二电容C2的第一端和第一电容C1的第二端、D3的阳极、D4的阴极连接。谐振单元的第二端和D1的阳极、D2的阴极连接，D1的阴极和输出电容Cout的第一端连接，D2的阳极和输出电容Cout的第二端连接。
图7示出了控制器420对主功率电路410的开关单元21中的开关的控制时序。对于支路20-1来说，初始状态下S1、S2、S4为关断状态、S3为导通状态。t1时刻，S2导通。t2时刻，S3关断。t3时刻，S1导通。t4时刻，S1关断。t5时刻，S3导通。t6时刻，S2关断。t7时刻，S4导通。t8时刻，S4关断。t8时刻电路回到初始状态。t1-t8可以称为一个谐振开关周期。
在S1、S2导通且S3、S4关断时，电流流向为BUS+端、S1、S2、谐振单元22、D1、0端，支路20-1处于充电阶段，输入电容C1、C2向谐振电容Cr充电。在S1、S2关断且S3、S4导通时，电流流向为谐振单元22、S3、S4、0端、Cout、BUS-端、D2，支路20-1处于放电阶段，谐振电容Cr作为电源向输出电容Cout充电。换言之，控制器420可以对主功率电路410中的开关单元21的导通状态进行控制，从而使得任一个谐振单元x可以在充电阶段从输入电容Cin获取电能，并在放电阶段将电能输出至输出电容Cout。
图8是一个谐振开关周期内流过支路20-1中谐振单元22的瞬时电流的变化示意图。从图7和图8可以看出，支路20-1在充电阶段和放电阶段，流过谐振单元的瞬时电流的方向相反。开关S1导通的时间t3-t4的长度决定了谐振电容充电的时间长度，开关S4导通的时间t7-t8的长度决定了谐振电容放电的时间长度。因此，S1也可以称为充电开关，在其导通时，支路21-1处于充电阶段，S4也可以称为放电开关，在其导通时，支路21-1处于放电阶段。
图7和图8以支路20-1为例进行说明，对于支路20-2来说，开关单元21中的开关的控制时序和谐振单元22的瞬时电流变化与支路20-1是一样的。但是，同一时刻对支路20-1和支路20-2的开关单元的21控制内容不一定是相同的，可能在某一时刻，支路20-1处于充电阶段，而支路20-2处于放电阶段。
其中，控制器420可以采集一个谐振开关周期内流过两个谐振单元22的瞬时电流，根据谐振单元22的瞬时电流确定两个谐振单元的特征电流，特征电流可以为一个谐振开关周期内的瞬时电流的峰值，也可以为有效值。进一步根据N个谐振单元的特征电流计算特征电流的算术平均值。
以支路20-1为例，如果确定谐振单元22的特征电流大于平均值，控制器420可以用于减小支路20-1中的开关S1的控制信号的占空比。具体来说，如图7和图8所述，可以将S1的关断时刻提前为t4’，从而支路20-1处于充电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，谐振单元22的特征电流将会减小，因此，开关单元21中的开关所承受的应力和损耗将会减小。如果确定谐振单元22的特征电流小于平均值，控制器220可以用于减小开关S4的控制信号的占空比。具体来说，如图7和图8所述，可以将S4的关断时刻提前为t8’，从而谐振单元22所在的支路处于放电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，谐振单元22的特征电流将会增大，因此，开关单元21中的开关所承受的应力和损耗将会趋向平均化。对于其他支路，情况类似，在此不再赘述。
因此，本申请提供的谐振开关电容变换器RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化，防止部分支路中的开关承受过高的应力和损耗引起的电路故障。
作为示例，图9是本申请实施例提供的一种有源中点钳位(Active Neutral PointClamped，ANPC)型三电平RSCC 500的示意性结构图。如图9所示，RSCC 500包括主功率电路510和控制器520，主功率电路510为NPC型三电平拓扑。应理解，图9仅以主功率电路510包括两个RSC支路(即支路30-1和支路30-2)进行说明，但是图9所示的RSCC也可以包括3个或3个以上相同或不同的支路。
如图9所示，主功率电路510包括输入电容C1(即第一电容)和C2(即第二电容)、输出电容Cout、以及支路30-1和30-2。输入电容C1和C2串联后的两端分别接入主功率电路510的输入端的两端，即图9中的BUS+端和0端，输出电容Cout的两端分别接入主功率电路510的输出端的两端，即图9中的0端和BUS-端。支路30-1和支路30-2均包括开关单元31、谐振单元32以及二极管D1(即第一二极管)、D2(即第二二极管)。开关单元31包括两个功率开关器件S1(即第一开关)和S2(即第二开关)，谐振单元12包括串联连接的谐振电容器Cr和谐振电感Lr。
在图9所示的主功率电路510中，开关S1的第一端和第一电容C1的第一端连接，开关S1的第二端和开关S2的第一端、开关S5的第一端连接，开关S2的第二端和开关S3的第一端、谐振单元32的第一端连接，开关S3的第二端和开关S4的第一端、开关S6的第二端连接，开关S4的第二端和第二电容C2的第二端连接，第二电容C2的第一端和第一电容C1的第二端、开关S5的第二端、开关S6的第一端连接。谐振单元32的第二端和D1的阳极、D2的阴极连接，D1的阴极和输出电容Cout的第一端连接，D2的阳极和输出电容Cout的第二端连接。
图10示出了控制器520对主功率电路510的开关单元31中的开关的控制时序。对于支路30-1来说，初始状态下S1、S2、S4、S6为关断状态、S3、S5为导通状态。t1时刻，S5关断，S6导通。t2时刻，S2导通，S3关断。t3时刻，S1导通。t4时刻，S1关断。t5时刻，S5导通，S6关断。t6时刻，S2关断，S3导通。t7时刻，S4导通。t8时刻，S4关断，电路回到初始状态。t1-t8可以称为一个谐振开关周期。
在S1、S2导通且S3、S4关断时，电流流向为BUS+端、S1、S2、谐振单元32、D1、0端，支路30-1处于充电状态，输入电容C1、C2向谐振电容Cr充电。在S1、S2关断且S3、S4导通时，电流流向为谐振单元32、S3、S4、0端、Cout、BUS-端、D2，支路30-1处于放电状态，谐振电容Cr作为电源向输出电容Cout充电。换言之，控制器520可以对主功率电路510中的开关单元31的导通状态进行控制，从而使得任一个谐振单元x可以在充电阶段从输入电容Cin获取电能，并在放电阶段将电能输出至输出电容Cout。
图11是一个谐振开关周期内流过支路30-1中谐振单元32的瞬时电流的变化示意图。从图11可以看出，支路30-1在充电阶段和放电阶段，流过谐振单元的瞬时电流的方向相反。开关S1导通的时间t3-t4的长度决定了谐振电容充电的时间长度，开关S4导通的时间t7-t8的长度决定了谐振电容放电的时间长度。因此，S1也可以称为充电开关，在其导通时，支路30-1处于充电阶段，S4也可以称为放电开关，在其导通时，支路10处于放电阶段。
图10和图11以支路30-1为例进行说明，对于支路30-2来说，开关单元31中的开关的控制时序和谐振单元32的瞬时电流变化与支路30-1是一样的。但是，同一时刻对支路30-1和支路30-2的开关单元31控制内容不一定是相同的，可能在某一时刻，支路30-1处于充电阶段，而支路30-2处于放电阶段。
其中，控制器520可以采集一个谐振开关周期内流过两个谐振单元32的瞬时电流，根据谐振单元32的瞬时电流确定两个谐振单元的特征电流，特征电流可以为一个谐振开关周期内的瞬时电流的峰值，也可以为有效值。进一步根据N个谐振单元的特征电流计算特征电流的算术平均值。
以支路30-1为例，如果确定谐振单元32的特征电流大于平均值，控制器520可以用于减小支路30-1中的开关S1的控制信号的占空比。具体来说，如图10和图11所述，可以将S1的关断时刻提前为t4’，从而支路30-1处于充电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，谐振单元32的特征电流将会减小，因此，开关单元31中的开关所承受的应力和损耗将会减小。如果确定谐振单元32的特征电流小于平均值，控制器220可以用于减小开关S4的控制信号的占空比。具体来说，如图10和图11所述，可以将S4的关断时刻提前为t8’，从而谐振单元32所在的支路处于放电阶段的时间将会减小，在下一个谐振开关周期内，谐振单元32的特征电流将会增大，因此，开关单元31中的开关所承受的应力和损耗将会趋向平均化。对于其他支路，情况类似，在此不再赘述。
因此，本申请提供的谐振开关电容变换器RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化，防止部分支路中的开关承受过高的应力和损耗引起的电路故障。
应理解，本申请中，RSCC中的N个并联支路可以完全相同，也可以不同，即可以将具有不同拓扑结构的RSC支路并联至主功率电路中。在一种可能的实现方式中，图2中的主功率电路210的输入电容可以由两个电容C1和C2组成，RSC支路1的拓扑结构可以如图3中的支路10-1所示，RSC支路2的拓扑结构可以如图6中的支路20-1所示，RSC支路3的拓扑结构可以如图9中的支路30所示，本申请实施例对此不做限定。
还应理解，本申请中，控制器220、控制器320、控制器420、控制器520的功能均可以由采样单元和控制单元分别实现，采样单元具体可以用于采集一个谐振开关周期内流过N个谐振单元的瞬时电流信息，并向控制单元发送N个谐振单元的瞬时电流信息。控制单元具体可以用于接收N个谐振单元的瞬时电流信息，根据N个谐振单元的瞬时电流信息确定N个谐振单元的特征电流，进一步根据N个谐振单元的特征电流计算特征电流的算术平均值。
还应理解，特征电流为一个谐振开关周期内流过谐振单元的瞬时电流的有效值或峰值，其中有效值可以根据峰值计算，具体计算方式为峰值乘以根号2。而平均值可以将N个有效值或峰值求和之后除以总个数N。
本申请还提供的一种谐振开关电容变换器的控制方法，该谐振开关电容变换器包括输入电容、输出电容、N个并联的谐振开关电容支路以及控制器。N个谐振开关电容支路中的每个包括开关单元和谐振单元。控制器可以控制开关单元中的开关的导通状态，使得谐振单元在充电阶段从输入电容获取电能，以及使得谐振单元在放电阶段将电能输出至输出电容。
该方法包括：控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，N个谐振单元与N个谐振开关电容支路一一对应，特征电流为谐振单元在一个谐振开关周期内的瞬时电流的有效值或峰值。控制器在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，在该充电开关导通时，其对应的支路处于充电阶段。或者，控制器在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，减小第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，在该放电开关导通时，其对应的支路处于放电阶段。其中，第一谐振单元是N个谐振单元中的任一个，第一开关单元是第一谐振单元所在的谐振开关电容支路中的开关单元，N为大于1的整数。
因此，本申请提供的谐振开关电容变换器RSCC，能够实现RSCC中各个并联支路均流，从而使得各个支路的开关的应力和损耗均匀化，防止部分支路中的开关承受过高的应力和损耗引起的电路故障。
可选地，控制器在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，包括：控制器在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值且第一谐振单元的电流与平均值的差值大于第一阈值时，减小充电开关的控制信号的占空比。
可选地，控制器在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，减小第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，包括：控制器在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值且第一谐振单元的电流与平均值的差值大于第二阈值时，减小放电开关的控制信号的占空比。
可选地，控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，包括：控制器检测N个谐振单元的瞬时电流，根据N个谐振单元的瞬时电流确定N个谐振单元的特征电流，根据N个谐振单元的特征电流计算平均值。
可选地，控制器包括采样单元和控制单元，控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，包括：采样单元采集N个谐振单元的瞬时电流信息，并向控制单元发送N个谐振单元的瞬时电流信息，控制单元接收N个谐振单元的瞬时电流信息，并根据N个谐振单元的瞬时电流信息确定N个谐振单元的电流中的每个的有效值和平均值。
可选地，谐振开关电容变换器为两电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，开关单元包括第一开关和第二开关，第一开关为充电开关，第二开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管。第一开关的第一端和输入电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第二开关的第二端和输入电容的第二端连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
可选地，谐振开关电容变换器为中点钳位NPC型三电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，输入电容包括第一电容和第二电容，开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，第一开关为充电开关，第四开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管。第一开关的第一端和第一电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、第三二极管的阴极连接，第二开关的第二端和第三开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第三开关的第二端和第四开关的第一端、第四二极管的阳极连接，第四开关的第二端和第二电容的第二端连接，第二电容的第一端和第一电容的第二端、第三二极管的阳极、第四二极管的阴极连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
可选地，谐振开关电容变换器为有源中点钳位ANPC型三电平谐振开关电容变换器，谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，输入电容包括第一电容和第二电容，开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关和第六开关，第一开关为充电开关，第四开关为放电开关，N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管。第一开关的第一端和第一电容的第一端连接，第一开关的第二端和第二开关的第一端、第五开关的第一端连接，第二开关的第二端和第三开关的第一端、谐振单元的第一端连接，第三开关的第二端和第四开关的第一端、第六开关的第二端连接，第四开关的第二端和第二电容的第二端连接，第二电容的第一端和第一电容的第二端、第五开关的第二端、第六开关的第一端连接。谐振单元的第二端和第一二极管的阳极、第二二极管的阴极连接，第一二极管的阴极和输出电容的第一端连接，第二二极管的阳极和输出电容的第二端连接。
图12是本申请提供的一种谐振开关电容变换器的控制方法的示意图。下面结合图12，对本申请的用于RSCC的控制方法进行描述。
S610：检测N个谐振单元的瞬时电流。
S620：根据N个谐振单元的瞬时电流确定N个谐振单元的特征电流。
S630：根据N个谐振单元的特征电流计算平均值。
S640：在确定第一谐振单元的特征电流大于平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，在充电开关导通时，其所在的支路处于充电阶段。
S650：在确定第一谐振单元的特征电流小于平均值时，减小第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，在放电开关导通时，其所在的支路处于放电阶段。
应理解，S610至S650中每一步的具体实施方式可以参考前文的描述，在此不再赘述。
图13是本申请实施例的控制设备700的结构示意图。如图7所示，该控制设备700包括处理器710、通信接口720。可选地，该控制设备700还可以包括存储器730。可选地，存储器730可以包括于处理器710中。其中，处理器710、通信接口720和存储器730通过内部连接通路互相通信，存储器730用于存储指令，处理器710用于执行存储器730存储的指令，以实现本申请实施例提供的控制方法。可选地，该控制设备700可以用于执行图2、图3、图6、图9中的控制器的功能，或者执行图2、图3、图6、图9中的各个控制单元的功能。
可选地，本申请还提供的一种MPPT汇流箱，包括前述的谐振开关变换电容器RSCC。
可选地，本申请还提供的一种供电系统，包括前述的谐振开关变换电容器RSCC。
在本说明书中使用的术语“部件”、“模块”、“系统”等用于表示计算机相关的实体、硬件、固件、硬件和软件的组合、软件、或执行中的软件。例如，部件可以是但不限于，在处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行文件、执行线程、程序和/或计算机。通过图示，在计算设备上运行的应用和计算设备都可以是部件。一个或多个部件可驻留在进程和/或执行线程中，部件可位于一个计算机上和/或分布在2个或更多个计算机之间。此外，这些部件可从在上面存储有各种数据结构的各种计算机可读介质执行。部件可例如根据具有一个或多个数据分组(例如来自与本地系统、分布式系统和/或网络间的另一部件交互的二个部件的数据，例如通过信号与其它系统交互的互联网)的信号通过本地和/或远程进程来通信。
本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器(Read-Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (14)

1.一种谐振开关电容变换器，其特征在于，包括：
输入电容和输出电容；
N个并联的谐振开关电容支路，所述N个谐振开关电容支路中的每个包括开关单元和谐振单元；
控制器，所述控制器用于控制所述开关单元中的开关的导通状态，使得所述谐振单元在充电阶段从所述输入电容获取电能，以及使得所述谐振单元在放电阶段将所述电能输出至所述输出电容，
其中，所述控制器还用于：
确定N个谐振单元的特征电流的平均值，所述N个谐振单元与所述N个谐振开关电容支路一一对应，所述特征电流为所述谐振单元在一个谐振开关周期内的瞬时电流的有效值或峰值；
在确定第一谐振单元的特征电流大于所述平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，其中，在所述充电开关导通时，其对应的谐振开关电容支路处于充电阶段；或者，
在确定所述第一谐振单元的特征电流小于所述平均值时，减小所述第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，其中，在所述放电开关导通时，其对应的谐振开关电容支路处于放电阶段；
其中，所述第一谐振单元是所述N个谐振单元中的任一个，所述第一开关单元是所述第一谐振单元所在的谐振开关电容支路中的开关单元，N为大于1的整数。
2.根据权利要求1所述的谐振开关电容变换器，其特征在于，所述控制器具体用于：
在确定所述第一谐振单元的特征电流大于所述平均值且所述第一谐振单元的特征电流与所述平均值的差值大于第一阈值时，减小所述充电开关的控制信号的占空比；或者，
在确定所述第一谐振单元的特征电流小于所述平均值且所述第一谐振单元的特征电流与所述平均值的差值大于第二阈值时，减小所述放电开关的控制信号的占空比。
3.根据权利要求1或2所述的谐振开关电容变换器，其特征在于，所述控制器具体用于：
检测所述N个谐振单元的瞬时电流；
根据所述N个谐振单元的瞬时电流确定所述N个谐振单元的特征电流；
根据所述N个谐振单元的特征电流计算所述平均值。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的谐振开关电容变换器，其特征在于，所述控制器包括采样单元和控制单元，
所述采样单元具体用于：采集所述N个谐振单元的瞬时电流信息，并向所述控制单元发送所述N个谐振单元的瞬时电流信息；
所述控制单元具体用于：
接收所述N个谐振单元的瞬时电流信息；
根据所述N个谐振单元的瞬时电流信息确定所述N个谐振单元的特征电流；
根据所述N个谐振单元的特征电流计算所述平均值。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的谐振开关电容变换器，其特征在于，所述谐振开关电容变换器为两电平谐振开关电容变换器，所述谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，所述开关单元包括第一开关和第二开关，所述第一开关为所述充电开关，所述第二开关为所述放电开关，所述N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管；
所述第一开关的第一端和所述输入电容的第一端连接，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第一端、所述谐振单元的第一端连接，所述第二开关的第二端和所述输入电容的第二端连接，
所述谐振单元的第二端和所述第一二极管的阳极、所述第二二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极和所述输出电容的第一端连接，所述第二二极管的阳极和所述输出电容的第二端连接。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的谐振开关电容变换器，其特征在于，所述谐振开关电容变换器为中点钳位NPC型三电平谐振开关电容变换器，所述谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，所述输入电容包括第一电容和第二电容，所述开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述第一开关为所述充电开关，所述第四开关为所述放电开关，所述N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管；
所述第一开关的第一端和所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第一端、所述第三二极管的阴极连接，所述第二开关的第二端和所述第三开关的第一端、所述谐振单元的第一端连接，所述第三开关的第二端和所述第四开关的第一端、所述第四二极管的阳极连接，所述第四开关的第二端和所述第二电容的第二端连接，所述第二电容的第一端和所述第一电容的第二端、所述第三二极管的阳极、所述第四二极管的阴极连接，
所述谐振单元的第二端和所述第一二极管的阳极、所述第二二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极和所述输出电容的第一端连接，所述第二二极管的阳极和所述输出电容的第二端连接。
7.根据权利要求1至4中任一项所述的谐振开关电容变换器，其特征在于，所述谐振开关电容变换器为有源中点钳位ANPC型三电平谐振开关电容变换器，所述谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，所述输入电容包括第一电容和第二电容，所述开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关和第六开关，所述第一开关为所述充电开关，所述第四开关为所述放电开关，所述N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管；
所述第一开关的第一端和所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第一端、所述第五开关的第一端连接，所述第二开关的第二端和所述第三开关的第一端、所述谐振单元的第一端连接，所述第三开关的第二端和所述第四开关的第一端、所述第六开关的第二端连接，所述第四开关的第二端和所述第二电容的第二端连接，所述第二电容的第一端和所述第一电容的第二端、所述第五开关的第二端、所述第六开关的第一端连接，
所述谐振单元的第二端和所述第一二极管的阳极、所述第二二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极和所述输出电容的第一端连接，所述第二二极管的阳极和所述输出电容的第二端连接。
8.一种谐振开关电容变换器的控制方法，其特征在于，所述谐振开关电容变换器包括：
输入电容和输出电容；
N个并联的谐振开关电容支路，所述N个谐振开关电容支路中的每个包括开关单元和谐振单元；
控制器，所述控制器用于控制所述开关单元中的开关的导通状态，使得所述谐振单元在充电阶段从所述输入电容获取电能，以及使得所述谐振单元在放电阶段将所述电能输出至所述输出电容，
所述方法包括：
所述控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，所述N个谐振单元与所述N个谐振开关电容支路一一对应，所述特征电流为所述谐振单元在一个谐振开关周期内的瞬时电流的有效值或峰值；
所述控制器在确定第一谐振单元的特征电流大于所述平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，其中，在所述充电开关导通时，其对应的谐振开关电容支路处于充电阶段；或者，
所述控制器在确定所述第一谐振单元的特征电流小于所述平均值时，减小所述第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，其中，在所述放电开关导通时，其对应的谐振开关电容支路处于放电阶段；
其中，所述第一谐振单元是所述N个谐振单元中的任一个，所述第一开关单元是所述第一谐振单元所在的谐振开关电容支路中的开关单元，N为大于1的整数。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，
所述控制器在确定第一谐振单元的特征电流大于所述平均值时，减小第一开关单元中的充电开关的控制信号的占空比，包括：
所述控制器在确定所述第一谐振单元的特征电流大于所述平均值且所述第一谐振单元的电流与所述平均值的差值大于第一阈值时，减小所述充电开关的控制信号的占空比；
所述控制器在确定所述第一谐振单元的特征电流小于所述平均值时，减小所述第一开关单元中的放电开关的控制信号的占空比，包括：
所述控制器在确定所述第一谐振单元的特征电流小于所述平均值且所述第一谐振单元的电流与所述平均值的差值大于第二阈值时，减小所述放电开关的控制信号的占空比。
10.根据权利要求8或9所述的控制方法，其特征在于，所述控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，包括：
所述控制器检测所述N个谐振单元的瞬时电流；
所述控制器根据所述N个谐振单元的瞬时电流确定所述N个谐振单元的特征电流；
所述控制器根据所述N个谐振单元的特征电流计算所述平均值。
11.根据权利要求8至10中任一项所述的控制方法，其特征在于，所述控制器包括采样单元和控制单元，所述控制器确定N个谐振单元的特征电流的平均值，包括：
所述采样单元采集所述N个谐振单元的瞬时电流信息，并向所述控制单元发送所述N个谐振单元的瞬时电流信息；
所述控制单元接收所述N个谐振单元的瞬时电流信息，并根据所述N个谐振单元的瞬时电流信息确定所述N个谐振单元的电流中的每个的有效值和所述平均值。
12.根据权利要求8至11中任一项所述的控制方法，其特征在于，所述谐振开关电容变换器为两电平谐振开关电容变换器，所述谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，所述开关单元包括第一开关和第二开关，所述第一开关为所述充电开关，所述第二开关为所述放电开关，所述N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管；
所述第一开关的第一端和所述输入电容的第一端连接，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第一端、所述谐振单元的第一端连接，所述第二开关的第二端和所述输入电容的第二端连接，
所述谐振单元的第二端和所述第一二极管的阳极、所述第二二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极和所述输出电容的第一端连接，所述第二二极管的阳极和所述输出电容的第二端连接。
13.根据权利要求8至11中任一项所述的控制方法，其特征在于，所述谐振开关电容变换器为中点钳位NPC型三电平谐振开关电容变换器，所述谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，所述输入电容包括第一电容和第二电容，所述开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，所述第一开关为所述充电开关，所述第四开关为所述放电开关，所述N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管；
所述第一开关的第一端和所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第一端、所述第三二极管的阴极连接，所述第二开关的第二端和所述第三开关的第一端、所述谐振单元的第一端连接，所述第三开关的第二端和所述第四开关的第一端、所述第四二极管的阳极连接，所述第四开关的第二端和所述第二电容的第二端连接，所述第二电容的第一端和所述第一电容的第二端、所述第三二极管的阳极、所述第四二极管的阴极连接，
所述谐振单元的第二端和所述第一二极管的阳极、所述第二二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极和所述输出电容的第一端连接，所述第二二极管的阳极和所述输出电容的第二端连接。
14.根据权利要求8至11中任一项所述的控制方法，其特征在于，所述谐振开关电容变换器为有源中点钳位ANPC型三电平谐振开关电容变换器，所述谐振单元包括串联连接的谐振电容和谐振电感，所述输入电容包括第一电容和第二电容，所述开关单元包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第五开关和第六开关，所述第一开关为所述充电开关，所述第四开关为所述放电开关，所述N个谐振开关电容支路中的每个还包括第一二极管、第二二极管；
所述第一开关的第一端和所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端和所述第二开关的第一端、所述第五开关的第一端连接，所述第二开关的第二端和所述第三开关的第一端、所述谐振单元的第一端连接，所述第三开关的第二端和所述第四开关的第一端、所述第六开关的第二端连接，所述第四开关的第二端和所述第二电容的第二端连接，所述第二电容的第一端和所述第一电容的第二端、所述第五开关的第二端、所述第六开关的第一端连接，
所述谐振单元的第二端和所述第一二极管的阳极、所述第二二极管的阴极连接，所述第一二极管的阴极和所述输出电容的第一端连接，所述第二二极管的阳极和所述输出电容的第二端连接。
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