CN108964478A - 谐振型开关变换器 - Google Patents

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Abstract

依据本发明的实施例涉及一种谐振型开关变换器，包括能够产生至少具有两个数值的不大于输入电压的第一电压信号的多电平产生电路和谐振回路。谐振回路复用部分或者全部多电平产生电路中的功率晶体管，降低了谐振支路的输入电压，并使之可控，降低了功率晶体管所承受的压降，降低开关管应力，以及开关损耗；并且，通过多路具有相同数值的第一电压信号的路径之间的切换控制，等同于提高了开关频率，更加有利于实现高频化，减小系统电路的体积和成本。

Description

谐振型开关变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及一种谐振型开关变换器。
背景技术
随着电力电子领域的发展，开关型变换器获得了越来越广泛的应用，相应的，开关型变换器的设计也面临着越来越多的挑战，其中包括高功率密度，高效率和快速的动态特性等综合性能的要求。
为了达到更高的功率密度，通常采用提高开关频率的方法来减小电容以及变压器、电感等磁性元件的体积，但是开关频率的提高会导致开关损耗的增加，从而降低开关型变换器的效率。
软开关技术是使开关型变换器实现高频化的重要技术之一。采用谐振的原理，使得开关型变换器中的功率器件的电流或者电压按照准正弦规律变化，从而实现软开关，解决了硬开关变换器中的硬开关损耗问题，容性开通问题，感性关断问题，二极管反向恢复，以及硬开关所引起的电磁干扰(EMI)等问题。
现有的隔离型变换器，例如反激式变换器，正激式变换器、半桥变换器等，可以利用准谐振的方式实现软开关，但是仍然存在功率器件所承受的应力较大、功率损耗较大，开关频率的限制影响功率密度的提高，变压器的变比较大，体积大等问题。
发明内容
有鉴于此，依据本发明实施例，提供了一种新型的谐振型开关变换器，在实现谐振控制的同时，降低功率器件所承受的电压应力，降低损耗，间接获得更高的开关频率，以获得更高的效率。
根据本发明实施例的第一方面的一种谐振型开关变换器，包括：
多电平产生电路，用以接收输入电压并产生至少具有两个数值的第一电压信号；在每一开关周期中，第一电压信号包括数值为零的第一类型时间区间和数值不为零并且不大于所述输入电压的第二类型时间区间；
谐振回路，被配置为通过复用所述多电平产生电路中的至少两个所述功率晶体管，以接收所述第一电压信号，并实现谐振控制。
优选的，所述多电平产生电路被配置为根据所述输入电压的大小，控制所述第一电压信号的数值，使得当所述输入电压较小时，所述第一电压信号与所述输入电压的比值较大，以及当所述输入电压较大时，所述第一电压信号与所述输入电压的比值较小。
优选的，在每一所述开关周期内，所述第一类型时间区间和所述第二类型时间区间交替变化。
优选的，在每一所述开关周期内，所述第一类型时间区间和所述第二类型时间区间交替变化的频率为所述谐振型开关变换器的工作频率的整数倍。
优选的，在每一所述开关周期内，所述输入电压的数值为所述第一电压信号的不为零值的数值的整数倍。
优选的，在一所述开关周期内，所述第一电压信号的不为零值的数值不相同。
优选的，在所述第一类型时间区间或者所述第二类型时间区间内，所述谐振回路向所述谐振型开关变换器的输出侧传递能量；在剩余的另一类型的时间区间内，所述谐振回路不向所述谐振型开关变换器的输出侧传递能量。
优选的，控制所述功率晶体管的开关状态，使得在一所述开关周期内，通过不同的导通路径向所述谐振回路提供相同数值的电压。
优选的，所述功率晶体管的开关状态被配置为，在一所述开关周期内，通过所述输入电压和所述多电平产生电路中的储能电容和处于导通状态的所述功率晶体管，以及仅通过所述电容和处于导通状态的所述功率晶体管，向所述谐振回路提供相同数值的电压。
优选的，所述多电平产生电路包括：
串联连接在输入电压的两端之间的2N个功率晶体管，2N个所述功率晶体管之间形成(2N-1)个公共节点；以及
连接在第(N-M)个和第(N+M)个所述公共节点之间的串联连接的M个第一电容；其中，N≧2，1≤M≤(N-1)。
优选的，所述谐振回路中的谐振支路的输入端连接在第N个公共节点和所述输入电压的负端之间。
优选的，所述谐振回路中的谐振支路的输入端连接在第N个公共节点和所述输入电压的正端之间。
优选的，串联连接在所述谐振支路的两个输入端之间的功率晶体管在所述第一类型时间区间内处于导通状态；在一所述开关周期内，控制所述功率晶体管的开关状态以控制所述第一类型时间区间的长度，并在所述第二类型时间区间内产生不同数值的所述第一电压信号。
优选的，所述功率晶体管的开关状态被配置为，通过所述输入电压、所述第一电容和处于导通状态的所述功率晶体管的第一路径，向所述谐振支路提供所述输入电压的数值的1/N的第一电压信号；以及通过所述第一电容和处于导通状态的所述功率晶体管的第二路径，向所述谐振支路提供所述输入电压的数值的1/N的第一电压信号；并且控制所述第一路径和所述第二路径的切换频率为所述功率晶体管的开关频率的N倍。
优选的，控制所述功率晶体管的开关状态，通过所述输入电压，所述第一电容或者仅通过所述第一电容，向所述谐振支路提供述输入电压的数值的不同比例的第一电压信号。
优选的，所述多电平产生电路包括：
串联耦接在所述输入电压的两端之间的N个半桥电路单元，每一所述半桥电路单元包括两个串联连接的功率晶体管；
N个第一电容，所述第一电容分别连接在N个所述半桥电路单元的相应的一个所述半桥电路单元的两个输入端之间，其中，N≧2。
优选的，所述谐振回路中的谐振支路的输入端分别任两个所述半桥电路单元的输出端之间。
优选的，串联连接在所述谐振支路的两个输入端之间的功率晶体管在所述第一类型时间区间内处于导通状态；在一所述开关周期内，控制所述功率晶体管的开关状态以控制所述第一类型时间区间的长度，并在所述第二类型时间区间内产生不同数值的所述第一电压信号。
优选的，所述功率晶体管的开关状态被配置为，通过所述输入电压、处于导通状态的所述功率晶体管和所述第一电容的第一路径，向所述谐振支路提供所述输入电压的数值的1/N的第一电压信号；以及通过所述第一电容和处于导通状态的所述功率晶体管的第二路径，向所述谐振支路提供所述输入电压的数值的1/N的第一电压信号；并且控制所述第一路径和所述第二路径的切换频率为所述功率晶体管的开关频率的N倍。
优选的，控制所述功率晶体管的开关状态，通过所述输入电压，所述第一电容或者仅通过所述第一电容，向所述谐振支路提供与所述输入电压的数值的不同比例的第一电压信号。
依据本发明实施例的谐振型开关变换器，谐振回路复用部分或者全部多电平产生电路中的功率晶体管，降低了谐振支路的输入电压，并使之可控，降低了功率晶体管所承受的压降，降低开关管应力，以及开关损耗；对具有变压器的隔离型拓扑结构而言，也降低了对变压器匝比的要求；另一方面，在谐振型开关变换器的一个开关周期内，通过对多路具有相同数值的的第一电压信号的路径之间的切换控制，等同于提高了开关频率，更加有利于实现高频化，减小系统电路的体积和成本。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1A所示为依据本发明实施例的谐振型开关变换器的原理框图；
图1B所示为图1A所示的谐振型开关变换器的谐振支路的第一电压信号在第一工作方式下的随时间变化的波形图；
图1C所示为图1A所示的谐振型开关变换器的谐振支路的第一电压信号在第二工作方式下的随时间变化的波形图；
图2A所示为依据本发明第一实施例的谐振型开关变换器的原理框图；
图2B所示为图2A所示的谐振型开关型变换器在第一种工作方式时的多电平产生电路的工作波形图；
图2C所示为图2A所示的谐振型开关型变换器的多电平产生电路的第二种工作方式时的工作波形图；
图2D所示为图2A所示的谐振型开关型变换器的多电平产生电路的第三种工作方式时的工作波形图；
图2E所示为图2A所示的谐振型开关型变换器的多电平产生电路的第四种工作方式时的工作波形图；
图2F所示为相对于图2A所示的谐振型开关变换器具有不同的谐振支路的输入端的谐振型开关变换器的原理框图；
图3A所示为依据本发明第二实施例的谐振型开关变换器的原理框图；
图3B所示为图3A所示的谐振型开关型变换器的多电平产生电路的第一种工作方式时的工作波形图；
图3C所示为图3A所示的谐振型开关型变换器的多电平产生电路的第二种工作方式时的工作波形图；
图3D所示为图3A所示的谐振型开关型变换器的多电平产生电路的第三种工作方式时的工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，除本发明内容外的其他公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气耦接或电磁耦接构成的导电回路。当称元件或电路“耦接到”另一元件或称元件/电路“耦接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的耦接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接耦接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
参考图1A，所示为依据本发明一实施例的谐振型开关变换器的原理框图。在该实施例中，以谐振型开关变换器100为包括变压器T的隔离型的开关型变换器为例来进行说明。
谐振型开关变换器100包括多电平产生电路11，包括谐振支路121的谐振回路和输出回路13。
其中，多电平产生电路11包括至少两个功率晶体管，用以接收输入电压Vin，并产生至少具有两个数值的第一电压信号Vr；在每一开关周期中，第一电压信号Vr包括数值为零的第一类型时间区间和数值不为零并且不大于所述输入电压的第二类型时间区间。第一类型时间区间和第二类型时间区间交替变化，并在每一开关周期内至少包括一个第一类型时间区间和一个第二类型时间区间。在一个开关周期中，每一功率晶体管的第一类型时间区间的长度小于开关周期的一半，以利于实现谐振控制。
谐振回路12包括多电平产生电路11中的至少两个功率晶体管，以及由谐振电容Cr和谐振电感Lr等组成的谐振支路121。通过复用所述多电平产生电路11中的至少两个功率晶体管，第一电压信号Vr传递至谐振支路121的输入端，进而实现谐振控制。
输出回路13与谐振回路12的输出端相连接，以相应的产生输出电信号来驱动负载。
具体的，以图1A所示的反激式拓扑结构为例，谐振支路121包括串联连接在第二输入电压Vr两端的谐振电容Cr，谐振电感Lr，励磁电感Lm和理想变压器T的原边绕组np。输出回路13包括串联连接的变压器T的副边绕组ns，续流二极管Do和输出电容Co。可以理解，这里，实际变压器可以等效为漏感，励磁电感和理想变压器的组合，在实际应用中，漏感被充当为谐振电感。可替换的，谐振电感Lr可以是变压器的漏感，也可以是单独的电感或者单独的电感和变压器的漏感的组合。
在工作过程中，根据实际工作需要，第一电压信号Vr的数值交替变化，并维持为不大于输入电压Vin的数值。在每一开关周期T中，当第一电压信号Vr的数值为除零值外的不大于输入电压Vin的数值，励磁电感电流im和原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，输出回路13中的续流二极管Do没有电流io流过。当第一电压信号Vr的数值切换为零值时，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组Ls传递至输出回路13，有电流io流过续流二极管Do。周而复始，随着第一电压信号Vr的数值的切换，励磁电感电流im和原边绕组电流ip的数值循环切换，输出回路13产生相应的输出电信号。
在实际应用中，可以根据电路需求，灵活设置第一电压信号Vr的数值的变化幅度，以及第一类型时间区间和第二类型时间区间的长度。
例如，参考图1B，所示为图1A所示的谐振型开关变换器的谐振支路的第一电压信号在第一工作方式下的随时间变化的波形图。参考图1C，所示为图1A所示的谐振型开关变换器的谐振支路的第一电压信号在第二工作方式下的随时间变化的波形图。
根据图1B所示的实施例，输入电压Vin的数值为第一电压信号Vr的不为零值的数值的倍数，例如2倍或者3倍等整数倍。在每一开关周期T内，第一电压信号Vr的数值为零的第一类型时间区间TI1和第一电压信号Vr的数值不为零并且不大于输入电压Vin的数值的第二类型时间区间TI2交替变化。第一类型时间区间TI1和第二类型时间区间TI2的交替变化的频率可以是谐振型开关变换器的工作频率的整数倍，例如2倍或者3倍等。
根据图1C所示的实施例，第一电压信号Vr的不为零值的数值可以不相同。当输入电压Vin的数值变化时，例如为交流电压时，可以相应的设置第一电压信号和输入电压之间的比值，使第一电压信号始终维持为较小的数值。例如，当输入电压Vin的数值较小时，第一电压信号Vr与输入电压Vin的比值1/M较大；而当输入电压Vin较大时，第一电压信号Vr与输入电压Vin的比值1/N较小。通过对输入电压的数值进行不同比例的转换，来减小输入至谐振支路的第一电压信号的数值，降低电路中对元器件的性能要求。
采用上述实施例的谐振型开关变换器，谐振回路复用部分或者全部多电平产生电路中的功率晶体管，降低了谐振支路的输入电压，并使之可控，降低了谐振回路中的功率晶体管所承受的压降，降低开关管应力，以及开关损耗；谐振元件耐压、续流二极管耐压要求也相应的降低；对具有变压器的隔离型拓扑结构而言，也降低了对变压器匝比的要求；另一方面，在谐振型开关变换器的一个开关周期内，通过多路具有相同数值的第一电压信号的输出路径之间的切换控制，等同于提高了开关频率，更加有利于实现高频化，减小系统电路的体积和成本。
以下将结合不同的实施例对多电平产生电路和谐振回路共用部分或者全部功率晶体管的不同实现方式分别举例说明。
根据一实施例，多电平产生电路包括串联连接在输入电压Vin的两端之间的2N个功率晶体管，2N个所述功率晶体管之间形成(2N-1)个公共节点；以及连接在第(N-M)个和第(N+M)个所述公共节点之间的串联连接的M个第一电容；其中，N≧2，1≤M≤(N-1)。所述多电平产生电路的两个输出端为第N个公共节点和输入电压Vin的负端或者第N个公共节点和输入电压Vin的正端。
控制2N个功率晶体管的开关状态，以在多电平产生电路的输出端产生第一电压信号Vr，并提供给谐振支路121。第一电压信号的不为零值的数值可以为Vin/N，2Vin/N等数值。
参考图2A，所示为依据本发明第一实施例的谐振型开关变换器的原理框图。在该实施例中，多电平产生电路包括串联连接在输入电压Vin两端的4个功率晶体管，Q1，Q2，Q3和Q4；以及连接在该4个功率晶体管的3个公共节点中的第1个和第3个公共节点之间的第一电容Cin。多电平产生电路的输出端为该4个功率晶体管的第2个公共节点和地电平端(即输入电压Vin的负端)，并连接至谐振支路121的输入端。
通过对4个功率晶体管，Q1，Q2，Q3和Q4的开关状态的控制，可以实现不同等效开关频率和不同谐振支路的输入电压的多种谐振控制。
参考图2B，所示为以第一工作模式工作的多电平产生电路的工作波形图。在该工作模式中，复用多电平产生电路的功率晶体管的谐振回路具有等效的两倍的开关频率，第一电压信号不为零值的数值为输入电压Vin的一半。
在每一开关周期T内，多电平产生电路具有4个工作状态，分别是时间区间[t0-t1]、[t1-t2]、[t2-t3]和[t3-t4]。
在t0-t1时间区间内，功率晶体管Q1和Q3同时导通，功率晶体管Q2和Q4关断。导通路径为Vin——Q1——Cin——Q3——Cr——Lr——Lm——地电位。第一电压信号Vr的数值为输入电压Vin与电容Cin两端的电压之间的差值，即输入电压的一半Vin/2，并传递至谐振支路121的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t1-t2时间区间内，功率晶体管Q3和Q4同时导通，其电位为地电位，功率晶体管Q1和Q2关断。导通路径为Q4——Q3——Cr——Lr——Lm(np)——地电位。第一电压信号Vr的数值切换为零值，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路13，有电流流过续流二极管Do。
在t2-t3时间区间内，功率晶体管Q2和Q4同时导通，功率晶体管Q1和Q3关断。导通路径为Cin正端——Q2——Cr——Lr——Lm——Q4——Cin负端(地电位)。第一电压信号Vr的数值为电容Cin两端的电压，即输入电压的一半Vin/2，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip再次线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t3-t4时间区间内，功率晶体管Q3和Q4再次同时导通，功率晶体管Q1和Q2关断。导通路径为Q4——Q3——Cr——Lr——Lm(np)——地电位。第一电压信号Vr的数值切换为零值，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路13，有电流流过续流二极管Do。
周而复始，随着第一电压信号Vr的数值的切换，励磁电感电流im和原边绕组电流ip的数值循环切换，输出回路13产生相应的输出电信号。
通过这种控制方式，不对称半桥反激变换器复用了多电平产生电路中的开关，即功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4。在不同的工作状态下，功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4中的两个分别替代了原有的不对称半桥反激变换器的单一的主开关管和箝位开关管。具体的，在t0-t1时间区间内，同时导通的功率晶体管Q1和Q3，以及t2-t3时间区间内同时导通的功率晶体管Q2和Q4相当于原有的不对称半桥反激变换器中的主开关管；在t1-t2时间区间和t3-t4时间区间内，同时导通的功率晶体管Q3和Q4相当于原有的不对称半桥反激变换器中的箝位开关管。同时，基于多电平产生电路对所产生的具有多电平的电压的数值的控制和切换，功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4所承受的最大压降降低为Vin/2，降低了开关管应力，以及开关损耗；对反激式拓扑结构而言，也降低了对变压器匝比的要求。
另一方面，在谐振型开关变换器的一个开关周期内，完成了两次谐振控制过程，等同于提高了开关频率，更加有利于实现高频化，减小系统电路的体积和成本。
参考图2C，所示为以第二工作模式工作的多电平产生电路的工作波形图。在该工作模式中，在每一开关周期T内，多电平产生电路具有2个工作状态，分别是时间区间[t0-t1]和[t1-t2]。
在t0-t1时间区间内，功率晶体管Q1和Q2同时导通，功率晶体管Q3和Q4关断。导通路径为Vin——Q1——Q2——Cr——Lr——Lm——地电位。第一电压信号Vr的数值为输入电压Vin，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t1-t2时间区间内，功率晶体管Q3和Q4同时导通，其电位为地电位，功率晶体管Q1和Q2关断。导通路径为Q4——Q3——Cr——Lr——Lm(np)——地电位。第一电压信号Vr的数值切换为零值，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路13，有电流流过续流二极管Do。
这种实现方式中，在t0-t1时间区间内，同时导通的功率晶体管Q1和Q2相当于原有的不对称半桥反激变换器中的主开关管；在t1-t2时间区间内，同时导通的功率晶体管Q3和Q4相当于原有的不对称半桥反激变换器中的箝位开关管。
当输入电压Vin的数值是变化的，例如为交流输入电压时，可以根据输入电压Vin的数值的大小，来切换图2B和图2C所示的两种工作方式。当输入电压Vin的数值较小时，选择图2C所示的工作方式，不对输入电压的数值进行转换，而是维持为输入电压Vin。当输入电压Vin的数值较大时，选择图2B所示的工作方式，对输入电压的数值进行转换，来减小输入至谐振支路的第一电压信号的数值。通过这种工作方式，可以保证输入谐振回路的电压始终维持为较小的数值。参考图2D，所示为多电平产生电路的该工作方式时的工作波形图。举例的，在时刻t0至t1的开关周期T1内，第一电压信号Vr在第二类型时间区间的数值为1/2Vin；而在时刻t1至t2的开关周期T2内，第一电压信号Vr在第二类型时间区间的数值为Vin。设置多电平产生电路11的相应电路结构，可以调节第一电压信号Vr在第二类型时间区间的数值的大小，例如1/4Vin，1/3Vin等数值。
参考图2E，所示为以第三工作模式工作的多电平产生电路的工作波形图。
在该工作模式中，每一开关周期T内，多电平产生电路具有4个工作状态，分别是时间区间[t0-t1]、[t1-t2]、[t2-t3]和[t3-t4]。
在t0-t1时间区间内，功率晶体管Q1和Q3同时导通，功率晶体管Q2和Q4关断。导通路径为Vin——Q1——Cin——Q3——Cr——Lr——Lm——地电位。第一电压信号Vr的数值为输入电压Vin与电容Cin两端的电压之间的差值，即输入电压的一半Vin/2，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t1-t2时间区间内，功率晶体管Q1和Q2同时导通，功率晶体管Q3和Q4被关断。导通路径为Q1——Q2——Cr——Lr——Lm——地电位。第一电压信号Vr的数值为输入电压Vin，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip将以更大的斜率线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t2-t3时间区间内，功率晶体管Q2和Q4同时导通，功率晶体管Q1和Q3被关断。导通路径为Cin正端——Q2——Cr——Lr——Lm——Q4——Cin负端(地电位)。第一电压信号Vr的数值为电容Cin两端的电压，即输入电压的一半Vin/2，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip继续线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t3-t4时间区间内，功率晶体管Q3和Q4同时导通，功率晶体管Q1和Q2被关断。导通路径为Q4——Q3——Cr——Lr——Lm(np)——地电位。第一电压信号Vr的数值切换为零值，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路13，有电流流过续流二极管Do。
周而复始，随着第一电压信号Vr的数值的切换，励磁电感电流im和原边绕组电流ip的数值循环切换，输出回路13产生相应的输出电信号。
通过这种控制方式，不对称半桥反激变换器复用了多电平产生电路中的全部开关，即功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4。在不同的工作状态下，功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4中的其中两个分别替代了原有的不对称半桥反激变换器的单一的主开关管和箝位开关管。在第一电压信号Vr的数值不为零值的工作状态中，处于导通状态的两个功率晶体管相当于主开关管。例如在时间区间[t0-t1]内处于导通状态的功率晶体管Q1和Q3，在时间区间[t1-t2]处于导通状态的功率晶体管Q1和Q2和在时间区间[t2-t3]内处于导通状态的功率晶体管Q2和Q4。在第一电压信号Vr的数值为零值的工作状态中，处于导通状态的两个功率晶体管相当于箝位开关管，例如在时间区间[t3-t4]内，处于导通状态的功率晶体管Q3和Q4。根据不对称半桥反激变换器的工作原理，可以相应的实现特定功率晶体管的零电压导通控制(ZVS)。
通过上述工作方式，基于多电平产生电路随所输出的具有多电平的电压的数值的控制和切换，可以降低功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4所承受的最大压降，降低开关管应力和开关损耗；对反激式拓扑结构而言，也降低了对变压器匝比的要求。
根据上述对依据本发明的实施例的描述，可以理解，图2A所示的谐振型开关变换器中，多电平产生电路的输出端也可以为该4个功率晶体管的第2个公共节点和输入电压Vin的正端，并连接至谐振支路的输入端。如图2F所示的包括多电平产生电路的谐振型开关变换器的工作原理与图2A所示的谐振型开关变换器的工作原理类似，在此不再赘述。
根据本发明的另一实施例，谐振型开关变换器中的多电平产生电路包括串联耦接在输入电压的两端之间的N个半桥电路单元，每一所述半桥电路单元包括两个串联连接的功率晶体管；以及N个第一电容，所述第一电容分别连接在N个所述半桥电路单元的相应的一个所述半桥电路单元的两个输入端之间，其中，N≧2，，以在输出端产生第一电压信号，并控制第一电压信号的不为零值的数值可以为Vin/N，2Vin/N等数值。
以下以N为2的多电平产生电路进行举例说明。参考图3A，所示为依据本发明第二实施例的谐振型开关变换器的原理框图。在该实施例中，多电平产生电路包括串联连接在输入电压Vin两端的两个半桥电路单元。第一半桥电路单元包括串联连接的两个功率晶体管Q1和Q2；第二半桥电路单元包括串联连接的两个功率晶体管Q3和Q4。多电平产生电路还包括依次串联连接在输入电压Vin两端之间的两个第一电容Cin1和Cin2。第一电容Cin1连接在第一半桥电路单元的两个输入端之间；第一电容Cin2连接在第二半桥电路单元的两个输入端之间。多电平产生电路的输出端为该串联连接的四个功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4的第1个第二公共节点和第3个第二公共节点。
通过对4个功率晶体管，Q1，Q2，Q3和Q4的开关状态的控制，可以实现不同等效开关频率和不同谐振支路的输入电压的多种谐振控制。
工作方式一：
参考图3B，所示为多电平产生电路的第一工作方式时的工作波形图。在该实施例中，在每一开关周期T内，多电平产生电路具有2个工作状态，分别是时间区间[t0-t1]和[t1-t2]。
在t0-t1时间区间内，功率晶体管Q1和Q4同时导通，功率晶体管Q2和Q3被关断。导通路径为Vin——Q1——Cr——Lr——Lm——Q4(地电位)。第一电压信号Vr的数值为输入电压Vin，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在该工作状态中，谐振型开关变换器可以看做不对称反激式变换器，功率晶体管Q1和Q4被复用为谐振型开关变换器的主功率开关管，来实现谐振控制。
在t1-t2时间区间内，功率晶体管Q2和Q3同时导通，功率晶体管Q1和Q4被关断。导通路径为Q2——Cr——Lr——Lm(np)——Q3。第一电压信号Vr的数值切换为零值，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路13，有电流流过续流二极管Do。
在该工作状态中，谐振型开关变换器可以看做不对称反激式变换器，功率晶体管Q2和Q3被复用为谐振型开关变换器的箝位功率开关管(即辅功率开关管)，来实现谐振控制。
功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4的工作切换方式为：Q1&Q4——Q2&Q3。周而复始，随着第一电压信号Vr的数值的切换，励磁电感电流im和原边绕组电流ip的数值循环切换，输出回路13产生相应的输出电信号来驱动负载。
在该实施例的谐振型开关变换器中，在不同的工作区间，同时有两个功率晶体管同时导通，并被复用为其主功率开关管或者箝位功率开关管，来实现谐振控制。根据不对称半桥反激变换器的工作原理，可以相应的实现特定功率晶体管的零电压导通控制(ZVS)。功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4所承受的最大压降降低为Vin/2。
工作方式二：
参考图3C，所示为图3A所示的谐振型开关变换器的第二种工作方式时的工作波形图。在该工作方式中，谐振回路具有等效的两倍的开关频率，以及数值为输入电压Vin的一半的谐振支路的输入电压。
在每一开关周期T内，多电平产生电路具有4个工作状态，分别是时间区间[t0-t1]、[t1-t2]、[t2-t3]和[t3-t4]。
在t0-t1时间区间内，功率晶体管Q1和Q3同时导通，功率晶体管Q2和Q4关断。导通路径为Vin——Q1——Cr——Lr——Lm——Q3——Cin2——地电位和Cin1——Q1——Cr——Lr——Lm——Q3——Cin1负端。第一电容Cin1处于放电状态，第一电容Cin2处于充电状态，两者的电压之和为输入电压Vin。第一电压信号Vr的数值为电容Cin1两端的电压Vcin1，即输入电压的一半Vin/2，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t1-t2时间区间内，功率晶体管Q2和Q3同时导通，功率晶体管Q1和Q4关断。导通路径为Q2——Cr——Lr——Lm(np)——Q3。第一电压信号Vr的数值切换为零值，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路13，有电流流过续流二极管Do。
在t2-t3时间区间内，功率晶体管Q2和Q4同时导通，功率晶体管Q1和Q3关断。导通路径为Cin2正端——Q2——Cr——Lr——Lm——Q4(地电位)和Vin——Vcin1——Q2——Cr——Lr——Lm——Q4(地电位)。第一电容Cin1处于充电状态，第一电容Cin2处于放电状态，两者的电压之和为输入电压Vin。第一电压信号Vr的数值为电容Cin2两端的电压，即输入电压的一半Vin/2，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip再次线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t3-t4时间区间内，功率晶体管Q2和Q3同时导通，功率晶体管Q1和Q4关断。导通路径为Q2——Cr——Lr——Lm(np)——Q3。第一电压信号Vr的数值切换为零值，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路13，有电流流过续流二极管Do。
周而复始，随着第一电压信号Vr的数值的切换，励磁电感电流im和原边绕组电流ip的数值循环切换，输出回路13产生相应的输出电信号来驱动负载。
通过这种控制方式，谐振型开关变换器的谐振回路复用了多电平产生电路中的开关，即功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4。在不同的工作状态下，功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4中的处于导通状态的两个功率晶体管相当于分别替代了原有的不对称半桥反激变换器的单一的主功率开关管和箝位功率开关管。具体的，在t1-t2时间区间内，同时导通的功率晶体管Q1和Q3，以及t2-t3时间区间内同时导通的功率晶体管Q2和Q4被复用为原有的不对称半桥反激变换器中的主功率开关管；在t1-t2时间区间和t3-t4时间区间内，同时导通的功率晶体管Q2和Q3被复用为原有的不对称半桥反激变换器中的箝位功率开关管。同时，基于多电平产生电路所输出的多电平的切换，功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4所承受的最大压降降低为Vin/2，降低开关管应力；并且，在4个工作状态的循环切换中，每次仅需要切换一个开关的开关动作，也进一步的降低了开关损耗；对隔离型功率级拓扑结构而言，也降低了对变压器匝比的要求。
另一方面，在谐振型开关变换器的一个开关周期内，完成了两次谐振控制过程，等同于提高了开关频率，更加有利于实现高频化，减小系统电路的体积和成本。
工作方式三：
参考图3D，所示为图3A所示的谐振型开关变换器的第三种工作方式时的工作波形图。
在该实施例中，每一开关周期T内，多电平产生电路具有4个工作状态，分别是时间区间[t0-t1]、[t1-t2]、[t2-t3]和[t3-t4]。
在t0-t1时间区间内，功率晶体管Q1和Q3同时导通，功率晶体管Q2和Q4关断。导通路径为Vin——Q1——Cr——Lr——Lm——Q3——Cin2(地电位)和Cin1——Q1——Cr——Lr——Lm——Q3——Cin1负端。第一电容Cin1处于放电状态，第一电容Cin2处于充电状态，两者的电压之和为输入电压Vin。第一电压信号Vr的数值为第一电容Cin1两端的电压Vcin1，即输入电压的一半Vin/2，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip均线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t1-t2时间区间内，功率晶体管Q1和Q4同时导通，功率晶体管Q2和Q3关断。导通路径为Vin——Q1——Cr——Lr——Lm——Q4(地电位)。第一电压信号Vr的数值为输入电压Vin，并传递至谐振支路的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip以比[t0-t1]时间区间内更快的速率线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t2-t3时间区间内，功率晶体管Q2和Q4同时导通，功率晶体管Q1和Q3被关断。导通路径为Cin2正端——Q2——Cr——Lr——Lm——Q4(地电位)和Vin——Vcin1——Q2——Cr——Lr——Lm——Q4(地电位)。第一电容Cin1处于充电状态，第一电容Cin2处于放电状态，两者的电压之和为输入电压Vin。第一电压信号Vr的数值为第一电容Cin2两端的电压，即输入电压的一半Vin/2，并传递至谐振支路121的输入端，励磁电感电流im和原边绕组电流ip线性上升，两者的数值相等，变压器T储存能量，没有能量传递至副边侧，没有电流流过续流二极管Do。
在t3-t4时间区间内，功率晶体管Q2和Q3同时导通，功率晶体管Q1和Q4被关断。导通路径为Q2——Cr——Lr——Lm(np)——Q3。第一电压信号Vr的数值切换为零值，励磁电感电流im线性下降，原边绕组电流ip为谐振电流，励磁电感电流im和原边绕组电流ip之间的差值通过副边绕组ns传递至输出回路13，有电流流过续流二极管Do。
周而复始，随着第一电压信号Vr的数值的切换，励磁电感电流im和原边绕组电流ip的数值循环切换，输出回路13产生相应的输出电信号。
通过这种控制方式，谐振型开关变换器的谐振回路复用了多电平产生电路中的全部开关，即功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4。在不同的工作状态下，功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4中的两个分别替代了原有的不对称半桥反激变换器的单一的主开关管和箝位开关管，进而来实现谐振控制。在第一电压信号Vr的数值不为零值的工作状态中，处于导通状态的两个功率晶体管相当于主开关管。在第一电压信号Vr的数值为零值的工作状态中，处于导通状态的两个功率晶体管相当于箝位开关管。根据不对称半桥反激变换器的工作原理，可以相应的实现功率晶体管的零电压导通控制(ZVS)。
通过上述工作方式，基于多电平产生电路对所输出的具有多电平的电压的控制和切换，可以降低功率晶体管Q1，Q2，Q3和Q4所承受的最大压降，降低开关管应力和开关损耗；对反激式拓扑结构而言，也降低了对变压器匝比的要求。
在另一种实现方式中，当输入电压Vin的数值是变化的，例如为交流输入电压时，可以根据输入电压Vin的数值的大小，来切换图3B和图3C所示的两种工作方式。当输入电压Vin的数值较小时，选择图3B所示的工作方式，不对输入电压的数值进行转换，而是维持为输入电压Vin。当输入电压Vin的数值较大时，选择图3C所示的工作方式，对输入电压的数值进行转换，来减小输入至谐振支路的第一电压信号的数值，降低功率晶体管所承受的压降。
以上对依据本发明各实施例的描述中，均是以隔离型反激式拓扑结构为例，多电平产生电路的结构也均为四开关的电路结构，对输入电压的分压比例为1/2或者1。可以推知的，本发明的思想也同样适用于其他类型的拓扑结构，例如不对称半桥正激式变换器，多电平产生电路的结构也可以为其他电路结构，例如六开关、八开关的开关电容变换结构或者其他类型的合适的开关电容变换结构。
依据本发明实施例的谐振型开关变换器，通过具有多电平输出的多电平产生电路对谐振型开关变换器的输入电压进行电压变化，以产生相当于更高开关频率切换的多电平输出；与多电平产生电路连接的谐振支路和多电平产生电路中的部分或者全部功率晶体管组成谐振回路，实现了谐振控制。一方面，降低了各功率晶体管的电压应力，等效提高了开关频率，更利于高频化的实现，来减小系统的体积和成本；另一方面，也降低了系统电路中其他器件的性能要求，例如谐振元件耐压、续流二极管耐压、变压器匝比等。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (20)

1.一种谐振型开关变换器，其特征在于，包括：
多电平产生电路，用以接收输入电压并产生至少具有两个数值的第一电压信号；在每一开关周期中，第一电压信号包括数值为零的第一类型时间区间和数值不为零并且不大于所述输入电压的第二类型时间区间；
谐振回路，被配置为通过复用所述多电平产生电路中的至少两个所述功率晶体管，以接收所述第一电压信号，并实现谐振控制。
2.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述多电平产生电路被配置为根据所述输入电压的大小，控制所述第一电压信号的数值，使得当所述输入电压较小时，所述第一电压信号与所述输入电压的比值较大，以及当所述输入电压较大时，所述第一电压信号与所述输入电压的比值较小。
3.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在每一所述开关周期内，所述第一类型时间区间和所述第二类型时间区间交替变化。
4.根据权利要求3所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在每一所述开关周期内，所述第一类型时间区间和所述第二类型时间区间交替变化的频率为所述谐振型开关变换器的工作频率的整数倍。
5.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在每一所述开关周期内，所述输入电压的数值为所述第一电压信号的不为零值的数值的整数倍。
6.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在一所述开关周期内，所述第一电压信号的不为零值的数值不相同。
7.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，在所述第一类型时间区间或者所述第二类型时间区间内，所述谐振回路向所述谐振型开关变换器的输出侧传递能量；在剩余的另一类型的时间区间内，所述谐振回路不向所述谐振型开关变换器的输出侧传递能量。
8.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，控制所述功率晶体管的开关状态，使得在一所述开关周期内，通过不同的导通路径向所述谐振回路提供相同数值的电压。
9.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述功率晶体管的开关状态被配置为，在一所述开关周期内，通过所述输入电压和所述多电平产生电路中的储能电容和处于导通状态的所述功率晶体管，以及仅通过所述电容和处于导通状态的所述功率晶体管，向所述谐振回路提供相同数值的电压。
10.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述多电平产生电路包括：
串联连接在输入电压的两端之间的2N个功率晶体管，2N个所述功率晶体管之间形成(2N-1)个公共节点；以及
连接在第(N-M)个和第(N+M)个所述公共节点之间的串联连接的M个第一电容；其中，N≧2，1≤M≤(N-1)。
11.根据权利要求10所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述谐振回路中的谐振支路的输入端连接在第N个公共节点和所述输入电压的负端之间。
12.根据权利要求10所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述谐振回路中的谐振支路的输入端连接在第N个公共节点和所述输入电压的正端之间。
13.根据权利要求11所述的谐振型开关变换器，其特征在于，串联连接在所述谐振支路的两个输入端之间的功率晶体管在所述第一类型时间区间内处于导通状态；在一所述开关周期内，控制所述功率晶体管的开关状态以控制所述第一类型时间区间的长度，并在所述第二类型时间区间内产生不同数值的所述第一电压信号。
14.根据权利要求13所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述功率晶体管的开关状态被配置为，通过所述输入电压、所述第一电容和处于导通状态的所述功率晶体管的第一路径，向所述谐振支路提供所述输入电压的数值的1/N的第一电压信号；以及通过所述第一电容和处于导通状态的所述功率晶体管的第二路径，向所述谐振支路提供所述输入电压的数值的1/N的第一电压信号；并且控制所述第一路径和所述第二路径的切换频率为所述功率晶体管的开关频率的N倍。
15.根据权利要求10所述的谐振型开关变换器，其特征在于，控制所述功率晶体管的开关状态，通过所述输入电压，所述第一电容或者仅通过所述第一电容，向所述谐振支路提供述输入电压的数值的不同比例的第一电压信号。
16.根据权利要求1所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述多电平产生电路包括：
串联耦接在所述输入电压的两端之间的N个半桥电路单元，每一所述半桥电路单元包括两个串联连接的功率晶体管；
N个第一电容，所述第一电容分别连接在N个所述半桥电路单元的相应的一个所述半桥电路单元的两个输入端之间，其中，N≧2。
17.根据权利要求16所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述谐振回路中的谐振支路的输入端分别任两个所述半桥电路单元的输出端之间。
18.根据权利要求16所述的谐振型开关变换器，其特征在于，串联连接在所述谐振支路的两个输入端之间的功率晶体管在所述第一类型时间区间内处于导通状态；在一所述开关周期内，控制所述功率晶体管的开关状态以控制所述第一类型时间区间的长度，并在所述第二类型时间区间内产生不同数值的所述第一电压信号。
19.根据权利要求18所述的谐振型开关变换器，其特征在于，所述功率晶体管的开关状态被配置为，通过所述输入电压、处于导通状态的所述功率晶体管和所述第一电容的第一路径，向所述谐振支路提供所述输入电压的数值的1/N的第一电压信号；以及通过所述第一电容和处于导通状态的所述功率晶体管的第二路径，向所述谐振支路提供所述输入电压的数值的1/N的第一电压信号；并且控制所述第一路径和所述第二路径的切换频率为所述功率晶体管的开关频率的N倍。
20.根据权利要求16所述的谐振型开关变换器，其特征在于，控制所述功率晶体管的开关状态，通过所述输入电压，所述第一电容或者仅通过所述第一电容，向所述谐振支路提供与所述输入电压的数值的不同比例的第一电压信号。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113328629A (zh) * 2020-02-28 2021-08-31 雅达电子国际有限公司 包括用于低和高线路电压操作的三级llc电路的开关模式电源
CN113452248A (zh) * 2021-05-25 2021-09-28 华为技术有限公司 一种谐振开关电容变换器及其控制方法
CN113541502A (zh) * 2021-07-26 2021-10-22 西南交通大学 一种半桥三电平谐振变换器及其控制方法

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11901826B2 (en) * 2019-08-26 2024-02-13 Delta Electronics, Inc. Isolated DC/DC converters for wide output voltage range and control methods thereof
EP3846329A1 (en) * 2019-12-31 2021-07-07 Solaredge Technologies Ltd. Dc balancer circuit with zvs
JP7306316B2 (ja) * 2020-04-28 2023-07-11 Tdk株式会社 スイッチング電源装置および電力供給システム
TWI802884B (zh) * 2020-05-25 2023-05-21 台達電子工業股份有限公司 適用於寬輸出電壓範圍的隔離式dc / dc轉換器及其控制方法
JP7439671B2 (ja) * 2020-07-15 2024-02-28 Tdk株式会社 スイッチング電源装置および電力供給システム
CN115800747A (zh) * 2021-09-10 2023-03-14 台达电子企业管理（上海）有限公司 混合式反激电路及控制方法
US11901828B2 (en) * 2022-02-16 2024-02-13 Zhejiang University Bidirectional CLLC resonant circuit with coupled inductor
US20230318465A1 (en) * 2022-04-05 2023-10-05 Texas Instruments Incorporated Pulse width modulator for a stacked half bridge

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1368787A (zh) * 2001-02-09 2002-09-11 台达电子工业股份有限公司 Llc串联共振dc/dc变换器
CN106602880A (zh) * 2016-10-28 2017-04-26 深圳朗兴智能云充有限公司 一种大功率高效热平衡llc谐振变换器及其控制方法
CN106849673A (zh) * 2017-03-20 2017-06-13 东南大学 一种零电流复合式谐振三电平直流变换器及其控制方法
CN108471238A (zh) * 2018-03-21 2018-08-31 上海钧功电子科技有限公司 一种变换器
CN208971394U (zh) * 2018-09-19 2019-06-11 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 谐振型开关变换器

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102083254B (zh) 2009-11-30 2013-09-18 成都芯源系统有限公司 适用于三端可控硅调光器的wled驱动电路及驱动方法
CN103313472B (zh) 2010-05-19 2016-02-03 成都芯源系统有限公司 一种具有调光功能的led驱动电路及灯具
CN103296882B (zh) * 2013-05-29 2015-09-30 浙江大学 一种具有自动均压功能的dc-dc谐振变换器
CN106341923B (zh) 2016-04-29 2018-03-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和应用其的线性led驱动电路
CN106793352B (zh) 2017-04-06 2018-11-13 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 具有可控硅调光器的led驱动电路、电路模块及控制方法
CN106912144B (zh) 2017-04-06 2018-01-23 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 具有可控硅调光器的led驱动电路、电路模块及控制方法
CN106888524B (zh) 2017-04-21 2018-01-16 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 具有可控硅调光器的led驱动电路、电路模块及控制方法
CN108258909A (zh) * 2017-12-22 2018-07-06 华为技术有限公司 谐振变换电路及其控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1368787A (zh) * 2001-02-09 2002-09-11 台达电子工业股份有限公司 Llc串联共振dc/dc变换器
CN106602880A (zh) * 2016-10-28 2017-04-26 深圳朗兴智能云充有限公司 一种大功率高效热平衡llc谐振变换器及其控制方法
CN106849673A (zh) * 2017-03-20 2017-06-13 东南大学 一种零电流复合式谐振三电平直流变换器及其控制方法
CN108471238A (zh) * 2018-03-21 2018-08-31 上海钧功电子科技有限公司 一种变换器
CN208971394U (zh) * 2018-09-19 2019-06-11 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 谐振型开关变换器

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113328629A (zh) * 2020-02-28 2021-08-31 雅达电子国际有限公司 包括用于低和高线路电压操作的三级llc电路的开关模式电源
CN113328629B (zh) * 2020-02-28 2024-07-12 雅达电子国际有限公司 包括用于低和高线路电压操作的三级llc电路的开关模式电源
CN113452248A (zh) * 2021-05-25 2021-09-28 华为技术有限公司 一种谐振开关电容变换器及其控制方法
CN113452248B (zh) * 2021-05-25 2023-07-18 华为数字能源技术有限公司 一种谐振开关电容变换器及其控制方法
CN113541502A (zh) * 2021-07-26 2021-10-22 西南交通大学 一种半桥三电平谐振变换器及其控制方法

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