CN104796027B - 电压均衡电路及三相逆变器 - Google Patents

电压均衡电路及三相逆变器 Download PDF

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Abstract

公开了一种电压均衡电路，用于稳定逆变器的中性点的电压，所述逆变器包括正直流母线、负直流母线、以及串联在所述正直流母线和负直流母线之间的第一电容和第二电容，所述电压均衡电路包括：串联在正、负直流母线之间的第一开关管和第二开关管；串联在正、负直流母线之间的第三开关管和第四开关管、与第一至第四开关管反并联的第一至第四二极管以及变压器，所述第一开关管至第四开关管在控制信号的控制下导通或断开，使得第一电容和第二电容的电压保持均衡。还公开了一种包括所述电压均衡电路的三相逆变器，所述电压均衡电路提高了三相逆变器带不平衡负载的能力。

Description

电压均衡电路及三相逆变器
技术领域
本发明涉及逆变器，具体涉及一种电压均衡电路及一种三相逆变器。
背景技术
逆变器是一种将直流电(DC)转换为交流电(AC)的电力电子器件。随着科技和技术的发展，对电源的质量的要求也越来越高。要求逆变器具有同时向不平衡和非线性负载高质量供电的能力。
现有技术的三相逆变器有多种电路拓扑，各种电路拓扑都有其优缺点。传统的三相逆变器包括三个轮流导通的桥臂，当带载三相不平衡负载时，三相输出电压会发生很大的畸变。
现有的一种应用较多的拓扑是分裂电容式的逆变器拓扑。如图1所示，分裂电容式的三相逆变器，通过分裂电容对直流母线分压来进行中性点的钳位。这种拓扑具有结构简单，不需要进行大量的外围采样和算法计算，控制方便等优点。但是这种拓扑只能在一定程度上带载不平衡负载，若较大的零序电流从其中一个流过，就会引起该电容电压的变化，因为直流母线电压的钳位作用，所以中性点的电压也会发生漂移。分裂电容式的三相逆变器在带不平衡三相负载时，无法保证中性点的电压稳定，限制了其在不平衡负载场合的应用。
发明内容
有鉴于此，本发明提出一种电压均衡电路及一种三相逆变器，以解决三相逆变器的中性点的电压不稳定的问题。
第一方面，本发明提出一种电压均衡电路用于稳定逆变器的中性点的电压，所述逆变器包括正直流母线、负直流母线、以及串联在所述正直流母线和负直流母线之间的第一电容和第二电容，所述中性点为所述第一电容和第二电容的中间节点，所述电压均衡电路包括：第一开关管至第四开关管、第一二极管至第四二极管以及变压器；所述变压器包括第一线圈和第二线圈，所述变压器的变比为1:1；所述第一开关管和第二开关管依次串联在正直流母线和负直流母线之间；所述第三开关管和第四开关管依次串联在正直流母线和负直流母线之间；所述第一二极管至第四二极管分别与第一开关管至第四开关管反并联；所述第一线圈的非同名端连接所述逆变器的中性点，同名端连接所述第一开关管和第二开关管的中间结点；所述第二线圈的同名端连接所述逆变器的中性点，非同名端连接所述第三开关管和第四开关管的中间结点；所述第一开关管至第四开关管在控制信号的控制下导通或断开，使得所述中性点的电压保持稳定，其中，所述正直流母线与所述第一电容和第二电容的中间节点之间的电压大于第一预定值时，所述电压均衡电路处于第一模式，所述第一模式包括依次的第一模态至第四模态；在所述第一模态，第一开关管导通，第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；在所述第二模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；在所述第三模态，第三开关管导通，第一开关管、第二开关管和第四开关管断开；在所述第四模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；所述正直流母线与所述第一电容和第二电容的中间节点之间的电压小于第二预定值时，所述电压均衡电路处于第二模式，所述第二模式包括依次的第五模态至第八模态；在所述第五模态，第二开关管导通，第一开关管、第三开关管和第四开关管断开；在所述第六模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；在所述第七模态，第四开关管导通，第一开关管、第二开关管和第三开关管断开；在所述第八模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；其中，所述第一预定值等于所述正直流母线与负直流母线之间电压的一半，所述第二预定值等于所述正直流母线与负直流母线之间电压的一半。
优选地，所述第一开关管至第四开关管分别为绝缘栅双极型晶体管，所述第一二极管至第四二极管分别为所述第一开关管至第四开关管的体二极管；所述第一开关管的集电极连接正直流母线，第一开关管的发射极连接所述第二开关管的集电极，所述第二开关管的发射极连接负直流母线；所述第三开关管的集电极连接正直流母线，第三开关管的发射极连接所述第四开关管的集电极，所述第四开关管的发射极连接负直流母线。
优选地，当正直流母线与中性点之间的电压等于第一预定值或第二预定值，所述电压均衡电路处于第三模式，在所述第三模式，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开。
第二方面，本发明提出一种三相逆变器，包括：电压均衡电路，正直流母线、负直流母线、串联在所述正直流母线和负直流母线之间的第一电容和第二电容、用于产生第一相电压的第一逆变电路、用于产生第二相电压的第二逆变电路、用于产生第三相电压的第三逆变电路，所述电压均衡电路包括：第一开关管至第四开关管、第一二极管至第四二极管以及变压器；所述变压器包括第一线圈和第二线圈；所述变压器的变比为1:1；所述第一开关管和第二开关管依次串联在正直流母线和负直流母线之间；所述第三开关管和第四开关管依次串联在正直流母线和负直流母线之间；所述第一二极管至第四二极管分别与第一开关管至第四开关管反并联；所述第一线圈的非同名端连接所述第一电容和第二电容的中间结点，同名端连接所述第一开关管和第二开关管的中间结点；所述第二线圈的同名端连接所述第一电容和第二电容的中间结点，非同名端连接所述第三开关管和第四开关管的中间结点；所述第一开关管至第四开关管在控制信号的控制下导通或断开，使得所述第一电容和第二电容的中间节点的电压保持稳定，其中，所述正直流母线与所述第一电容和第二电容的中间节点之间的电压大于第一预定值时，所述电压均衡电路处于第一模式，所述第一模式包括依次的第一模态至第四模态；在所述第一模态，第一开关管导通，第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；在所述第二模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；在所述第三模态，第三开关管导通，第一开关管、第二开关管和第四开关管断开；在所述第四模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；所述正直流母线与所述第一电容和第二电容的中间节点之间的电压小于第二预定值时，所述电压均衡电路处于第二模式，所述第二模式包括依次的第五模态至第八模态；在所述第五模态，第二开关管导通，第一开关管、第三开关管和第四开关管断开；在所述第六模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；在所述第七模态，第四开关管导通，第一开关管、第二开关管和第三开关管断开；在所述第八模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；其中，所述第一预定值等于所述正直流母线与负直流母线之间电压的一半，所述第二预定值等于所述正直流母线与负直流母线之间电压的一半。
优选地，所述第一开关管至第四开关管分别为绝缘栅双极型晶体管，所述第一二极管至第四二极管分别为所述第一开关管至第四开关管的体二极管；所述第一开关管的集电极连接正直流母线，第一开关管的发射极连接所述第二开关管的集电极，所述第二开关管的发射极连接负直流母线；所述第三开关管的集电极连接正直流母线，第三开关管的发射极连接所述第四开关管的集电极，所述第四开关管的发射极连接负直流母线。
优选地，当正直流母线与中性点之间的电压等于第一预定值或第二预定值，所述电压均衡电路处于第三模式，在所述第三模式，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开。
本发明的三相逆变器，能够抑制三相负载不平衡时，逆变器的中性点的电压波动，通过变压器原副边的变换能够很好的泄放剩磁，有效的抑制变压器的磁饱和，而且原副边的切换还能够使变压器接近满占空比运行，达到接近100％。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示出现有技术的分裂电容式的三相逆变器的电路拓扑；
图2示出参考设计的分裂电容式的三相逆变器的电路拓扑；
图3a-3d分别示出参考设计的分裂电容式的三相逆变器的第一模态的电流回路图、第二模态的电流回路图、第三模态的电流回路图、第四模态的电流回路图；
图4示出根据本发明的实施例的三相逆变器的电路拓扑；
图5a-5h分别示出根据本发明的实施例的电压均衡电路的第一模态至第八模态的电流回路图；
图6示出根据本发明的实施例的电压均衡电路在第一模态至第四模态的电路波形图；
图7a-7d分别示出参考设计的第一相电至第三相电输出电压波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的第一相电至第三相电输出电压波形图、参考设计的第一相电至第三相电的输出电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的第一相电至第三相电的输出电流波形图；
图8a-8d分别示出参考设计的分裂电容上的电压波形图、分裂电容的充放电电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的分裂电容上的电压波形图、分裂电容的充放电电流波形图；
图9a-9d分别示出参考设计的变压器的线圈N1、线圈N2的电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的变压器的线圈N1、线圈N2的电流波形图；
图10a-10b分别示出参考设计的变压器磁化电流的波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的变压器的磁化电流的波形图；以及
图11a-11c分别示出分裂电容、变压器漏感、变压器线圈内阻对本发明的实施例的三相逆变器的中性点电压的影响。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
分裂电容式的三相逆变器在带不平衡三相负载时，需要保证中性点的电压稳定。一种能够抑制中性点的电压波动的三相逆变器的参考设计如图2所示。该参考设计的三相逆变器包括：正直流母线、负直流母线、中性线、电容C1、电容C2、用于产生第一相电压的第一逆变电路、用于产生第二相电压的第二逆变电路、用于产生第三相电压的第三逆变电路、第一滤波电路、第二滤波电路、第三滤波电路以及电压均衡电路100。
正直流母线连接直流电源的正极，负直流母线连接直流电源的负极。电容C1和电容C2构成分裂电容。电容C1、电容C2串联在正直流母线和负直流母线之间，电容C1和电容C2的电容大小相等。电容C1、电容C2的中间结点即为中性点m。在理想工作状况下，电容C1上的电压等于电容C2上的电压等于正、负直流母线之间电压的一半。
电压均衡电路100用于抑制中性点m的电压波动，电压均衡电路100包括开关管T1、开关管T2、二极管D1、二极管D2以及变压器，其中变压器包括线圈N1和线圈N2，线圈N1和线圈N2的匝数相等，即变压器的变比为1:1。
开关管T1、开关管T2分别为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor，IGBT)。开关管T1和开关管T2串联在正直流母线和负直流母线之间，二极管D1、二极管D2串联在正直流母线和负直流母线之间。线圈N1的非同名端连接中性点m，同名端连接开关管T1和开关管T2的中间结点；线圈N2的同名端连接中性点m，非同名端连接二极管D1和二极管D2的中间结点。电压均衡电路100通过开关管T1和开关管T2的导通和断开实现中性点m的电压稳定。下面结合附图3a-3d描述电压均衡电路100的工作原理，在图3a-3d中，二极管DT1、二极管DT2分别为开关管T1、开关管T2的体二极管。
在模态一中，如图3a所示，开关管T1导通。若电容C1上的电压V1大于电容C2上的电压V2，那么将形成电流回路loop1(C1+-T1-N1-C1-)，其中,C1+为电容C1与正直流母线连接的上极板，带正电荷，C1-为电容C1的下极板。电流回路loop1形成变压器的原边(线圈N1)电流，此时变压器的原边电压，即线圈N1两端电压为VN1＝V1-VT1，其中VT1为开关管T1的导通压降。在变压器的副边(线圈N2)，形成电流电流回路loop2(N2-C2-D2-N2)，对电容C2充电，变压器的副边电压VN2＝V2+VD，其中，VD为二极管D2的导通压降。因为变压器的变比为1:1，即VN1＝VN2，所以V1-V2＝VT1+VD，即V1与V2之差为开关管T1的导通压降和二极管D2的导通压降之和，因此V1和V2相差很小，即稳定了中性点m的电压。
若电容C1上的电压V1小于等于电容C2上的电压V2，同样会形成电流回路loop1，但这个过程非常短暂，因为在开关管T1导通时，电容C1给线圈N1充电，产生一定的电流，但是因为V1小于V2，并不形成电流回路loop2。
在模态二中，如图3b所示，开关管T1和开关管T2断开，此时线圈N1内还有电流，线圈N1电流进入续流阶段，通过电流回路loop3(N1-C2-DT2-N1)续流，直到线圈N1的电流降为0。
在模态三中，如图3c所示，开关管T2导通，开关管T1断开。若电容C2的电压V2大于电容C1的电压V1，那么将形成电流回路loop4(C2+-N1-T2-C2-)，形成变压器的原边(线圈N1)电流，此时变压器的线圈N1两端电压为VN1＝V2-VT2，其中VT2为开关管T2的导通压降。在变压器的副边(线圈N2)，形成电流回路loop5(N2-D1-C1-N2)，对电容C1充电，变压器的副边(线圈N2)电压VN2＝V1+VD。其中，VD为二极管D1的导通压降，因为变压器的变比为1:1，即VN1＝VN2，所以V2-V1＝VT2+VD，即V1和V2之差为IGBT开关管T2的导通压降和二极管D1的导通压降之和，因此V1和V2相差很小。即稳定了中性点m的电压。
若电容C2的电压V2小于等于电容C1的电压V1，同样会形成电流回路loop4，但这个过程非常短暂，因为在开关管T2导通时，电容C2给线圈N1充电，产生一定的电流，但是因为V2小于V1，并不形成电流回路loop5。
在模态四中，如图3d所示，开关管T1和开关管T2断开，此时线圈N1内还有电流，线圈N1电流进入续流阶段，通过loop6电流回路(N1-DT1-C1-N1)，直到线圈N1的电流降为0。
上述的电路拓扑通过开关管T1和开关管T2的高频导通和断开，实现电容C1和电容C2能量通过高频变压器进行传递，从而保证两个电容的电压差保持在很小的范围内。但是高频变压器属于正激电路，在模态二和模态四中，原边电流通过续流降为0，实现磁复位。如果开关管的开关时间过长，通过续流不能将原边线圈的电流降为0，还需要对变压器的原边线圈加反向电压进行强制磁复位，这样就限制了开关管的占空比。在不考虑上下桥臂死区时间的情况下，开关管T1、开关管T2的最大占空比只能是50％。
图4示出根据本发明的实施例的三相逆变器的电路拓扑。该三相逆变器包括：正直流母线、负直流母线、中性线、电容C1、电容C2、第一逆变电路、第二逆变电路、第三逆变电路、第一滤波电路、第二滤波电路、第三滤波电路以及电压均衡电路110。
正直流母线连接直流电源的正极DC+，负直流母线连接直流电源的负极DC-，正直流母线与负直流母线之间的电压记作Udc。电容C1和电容C2构成分裂电容。电容C1、电容C2串联在正直流母线和负直流母线之间，电容C1和电容C2的电容值相等。电容C1、电容C2的中间结点即为中性点m，中性线连接中性点m。
第一逆变电路包括开关管T5和开关管T6，用于产生第一相电压。开关管T5和开关管T6串联在正直流母线和负直流母线之间。开关管T5和开关管T6分别带有反并联的二极管。
第二逆变电路包括开关管T7和开关管T8，用于产生第二相电压。开关管T7和开关管T8串联在正直流母线和负直流母线之间。开关管T7和开关管T8分别带有反并联的二极管。
第三逆变电路包括开关管T9和开关管T10，用于产生第三相电压。开关管T9和开关管T10串联在正直流母线和负直流母线之间。开关管T9和开关管T10分别带有反并联的二极管。
第一滤波电路包括电感L01和电容C01，电感L01的第一端连接开关管T5和开关管T6的中间结点，电感L01的第二端连接电容C01的第一端，电容C01的第二端连接中性线，第一负载连接在电感L01的第二端和中性线之间。
第二滤波电路包括电感L02和电容C02，电感L02的第一端连接开关管T7和开关管T8的中间结点，电感L02的第二端连接电容C02的第一端，电容C02的第二端连接中性线，第二负载连接在电感L02的第二端和中性线之间。
第三滤波电路包括电感L03和电容C03，电感L03的第一端连接开关管T9和开关管T10的中间结点，电感L03的第二端连接电容C03的第一端，电容C03的第二端连接中性线，第三负载连接在电感L03的第二端和中性线之间。
电压均衡电路110用于抑制中性点m的电压波动，电压均衡电路110包括开关管T1、开关管T2、开关管T3、开关管T4、二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4以及变压器。其中变压器包括线圈N1和线圈N2，线圈N1和线圈N2的匝数相等，即变压器的变比为1:1。
开关管T1～开关管T4分别为功率开关管，所述功率开关管可以是沟槽功率金属氧化物半导体场效应晶体管(Trench Power Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，trench-MOS)、绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)、垂直双扩散金属氧化物半导体场效应晶体管(Vertical Double Diffused MOSFET,VD MOS)、超结晶体管(Super Junction Transistor)或任意其他适当的功率开关器件。
开关管T1和开关管T2依次串联在正直流母线和负直流母线之间，开关管T3和开关管T4依次串联在正直流母线和负直流母线之间。二极管D1～二极管D4分别与开关管T1～开关管T4反并联，用于反向续流。
根据工作环境状况，二极管D1～二极管D4可以分别是开关管T1～开关管T4的体二极管，也可以是独立的二极管器件。若开关管T1～开关管T4带有体二极管，可以通过体二极管续流，二极管D1～二极管D4为开关管T1～开关管T4的体二极管；也可以通过独立的二极管续流，二极管D1～二极管D4为独立的二极管。若开关管T1～开关管T4没有体二极管，则需要独立的二极管D1～二极管D4续流。例如，开关管T1～开关管T4为VDMOS，在VDMOS中源极和漏极之间的体二极管可以提供续流通路，也可以通过反并联的独立的二极管提供续流通路。
在本实施例中，开关管T1～开关管T4分别绝缘栅双极型晶体管，二极管D1～二极管D4分别为开关管T1～开关管T4的体二极管。开关管T1的集电极连接正直流母线，开关管T1的发射极连接开关管T2的集电极，开关管T2的发射极连接负直流母线。开关管T3和开关管T4串联在正直流母线和负直流母线之间，开关管T3的集电极连接正直流母线，开关管T3的发射极连接开关管T4的集电极，开关管T4的发射极连接负直流母线。
线圈N1的非同名端连接中性点m，同名端连接开关管T1和开关管T2的中间结点；线圈N2的同名端连接中性点m，非同名端连接开关管T3和开关管T4的中间结点。
在三相逆变器的理想工作状态下，电容C1上的电压V1和电容C2上的电压V2相等，均为Udc/2。在带不平衡负载时，中性点m的电压可能产生波动，电容C1上的电压V1和电容C2上的电压V2相差较大，导致输出三相电畸形，电压均衡电路110用于抑制中性点m的电压波动，使V1和V2之差保持在一个很小的范围。
电压均衡电路110工作在三种工作模式下。当正直流母线与中性点m之间的电压大于Udc/2，即电容C1上的电压V1大于电容C2上的电压V2时，电压均衡电路110处于第一模式，第一模式包括依次的第一模态至第四模态。
在第一模态，第一开关管T1导通，第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4断开。
在第二模态，第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4断开。
在第三模态，第三开关管T3导通，第一开关管T1、第二开关管T2和第四开关管T4断开。
在第四模态，第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4断开。
当正直流母线与中性点m之间的电压小于Udc/2，即电容C1上的电压V1小于电容C2上的电压V2时,电压均衡电路110处于第二模式，第二模式包括依次的第五模态至第八模态。
在第五模态，第二开关管T2导通，第一开关管T1、第三开关管T3和第四开关管T4断开；
在第六模态，第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4断开；
在第七模态，第四开关管T4导通，第一开关管T1、第二开关管T2和第三开关管T3断开；
在第八模态，第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4断开。
当正直流母线与中性点m之间的电压等于Udc/2，电压均衡电路110处于第三模式，在第三模式，第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4断开。
下面结合图5a-5h以及图6描述电压均衡电路110的工作原理。其中，图5a-5h分别示出根据本发明的实施例的电压均衡电路110的第一模态至第八模态的电流回路图，在图5a-5h中二极管D1至二极管D4分别为开关管T1至开关管T4的体二极管；图6示出根据本发明的实施例的电压均衡电路110在第一至第四模态的电路波形图，其中，VgT1为开关管T1的栅极电压，VgT3为开关管T3的栅极电压，VN1为线圈N1上的压降，VN2为线圈N2上的压降，iN1为流过线圈N1的电流，iN2为流过线圈N2的电流。
在第一模式，电容C1上的电压V1大于电容C2上的电压V2。
在第一模态(t0-t1)中，开关管T1导通，开关管T2～开关管T4断开，如图5a所示。那么将形成电流回路loop7(C1+-T1-N1-C1-)，形成变压器的原边(线圈N1)电流iN1，此时变压器的线圈N1两端电压为VN1＝V1-VT1，其中VT1为开关管T1的导通压降。在变压器的副边(线圈N2)，形成电流回路loop8(N2-C2-D4-N2)，对电容C2充电，线圈N2上的电压VN2＝V2+VD4，其中，VD4为二极管D4的导通压降。因为变压器的变比为1:1，VN1＝VN2，所以V1-V2＝VT1+VD4，即V1和V2之差为开关管T1的导通压降和二极管D4的导通压降之和，V1和V2相差很小，即稳定了中性点m的电压。
在第二模态(t1-t2)中，开关管T1～开关管T4断开，为续流阶段，如图5b所示，线圈N1中的电流iN1将通过回路loop9(N1-C2-D2-N1)降为0。
在第三模态(t2-t3)中，如图5c所示,开关管T3导通，开关管T1、开关管T2、开关管T4断开。将形成电流回路loop10(C1+-T3-N2-C1-)，形成变压器的原边(线圈N2)电流iN2，此时变压器的线圈N2两端电压为VN2＝V1-VT3，其中VT3为开关管T3的导通压降。在变压器的副边(线圈N1)，形成电流回路loop11(N1-C2-D2-N1)，对电容C2充电，VN1＝V2+VD2，其中，VD2为二极管D2的导通压降。因为变压器的变比为1:1，所以V1-V2＝VT3+VD2，即V1和V2之差为开关管T3的导通压降和二极管D2的导通压降之和，V1和V2相差很小，即稳定了中性点m的电压。
在第四模态(t3-t4)中，开关管T1～开关管T4断开，为续流阶段，如图5d所示,线圈N2中的电流iN2通过回路loop12(N2-C2-D4-N2)降为0。
在第二模式，电容C1上的电压V1小于电容C2上的电压V2。
在第五模态中，如图5e所示，开关管T2导通，开关管T1、开关管T3、开关管T4断开。将形成电流回路loop13(C2+-N1-T2-C2-)，形成变压器的原边(线圈N1)电流，在变压器的副边(线圈N2),形成电流回路loop14(N2-D3-C1-N2)，对电容C1充电。线圈N1上的电压VN1＝V2-VT2，其中VT2为开关管T2的导通压降，线圈N2上的电压VN2＝V1+VD3，因为变压器的变比为1:1，所以V2-V1＝VT2+VD3，即V1和V2之差为开关管T2的导通压降和二极管D3的导通压降之和，V1和V2相差很小，即稳定了中性点m的电压。
在第六模态中，如图5f所示，开关管T1～开关管T4断开，为续流阶段，线圈N1中的电流通过回路loop15(N1-D1-C1-N1)降为0。
在第七模态中，如图5g所示，开关管T4导通，开关管T1、开关管T2、开关管T3断开。将形成电流回路loop16(C2+-N2-T4-C2-)，形成变压器的原边(线圈N2)电流，在变压器的副边(线圈N1),形成电流回路loop17(N1-D1-C1-N1)，对电容C1充电。线圈N1上的电压VN1＝V1+VD1，其中VD1为二极管D1的导通压降，线圈N2上的电压VN2＝V2-VT4，因为变压器的变比为1:1，所以V2-V1＝VT4+VD1，即V1和V2之差为开关管T4的导通压降和二极管D1的导通压降之和，V1和V2相差很小，即稳定了中性点m的电压。
在模态八中，如图5h所示,开关管T1～开关管T4断开，为续流阶段，线圈N2中的电流通过回路loop18(N2-D3-C1-N2)降为0。
电压均衡电路110通过变压器原副边的切换能够很好的泄放剩磁，有效的抑制变压器的磁饱和，而且原副边的切换还能够使变压器接近满占空比运行，使得占空比接近100％。
下面描述对参考设计的三相逆变器、本发明的实施例的三相逆变器进行仿真的结果，其中，仿真的具体参数如下：在图4中，直流输入电压为700V，即正直流母线和负直流母线间电压为700V，电容C1＝电容C2＝500uF，电感L01＝L02＝L03＝10mH，电容C01＝C02＝C03＝20uF，第一负载、第二负载、第三负载分别阻感性负载，其中，第一负载的电阻为500Ω电感为1mH；第二负载的电阻为100Ω电感为1mH；第三负载的电阻为10Ω电感为1mH，三相逆变器的调制方法采用的是电压闭环三相分别控制。
图7a-7d分别示出参考设计的第一相电至第三相电输出电压波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的第一相电至第三相电输出电压波形图、参考设计的第一相电至第三相电的输出电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的第一相电至第三相电的输出电流波形图。
参考设计的第一相电压至第三相电压的峰值分别为311.5V、310.6V、310.7V，第一相电压至第三相电压的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)分别为0.10％，0.08％，0.19％。参考设计的第一相电至第三相电的输出电流峰值分别约为0.6A、3A、30A。
根据本发明的实施例的三相逆变器的第一相电压至第三相电压的输出波形为对称的正弦波，第一相电至第三相电的峰值分别为311.6V、310.4V、310.8V，相差很小，没有发生畸变。第一相电压至第三相电压的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)分别为0.07％，0.08％，0.16％。此时，第一相电至第三相电的输出电流峰值分别约为0.6A、3A、30A。可见，最终稳定后电压和电流波形基本没有畸变。
图8a-8d分别示出参考设计的分裂电容上的电压波形图、分裂电容的充放电电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的分裂电容上的电压波形图、分裂电容的充放电电流波形图。
参考设计的分裂电容(电容C1和电容C2)的电压波动幅值为±3V，电压波动率约为1％，分裂电容的充放电电流的幅值约75A，这么大的电流需要耐高纹波电流的电容，成本较高，同时还会大大缩短电容的寿命。
根据本发明的实施例的三相逆变器的电容C1和电容C2上的电压基本稳定在350V即Udc/2，电压的波动范围在±1.5V以内，电容C1和电容C2的充放电电流的幅值为25A，大大低于参考设计的充放电电流幅值。
图9a-9d分别示出参考设计的变压器的线圈N1、线圈N2的电流波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的变压器的线圈N1、线圈N2的电流波形图。
流过参考设计的变压器的原边和副边的电流幅值最大约80A，这需要较大额定电流的变压器，另外还需要较大电流等级的开关管和二极管。当三相逆变器的功率很大，不平衡负载程度很大时，电容的寿命会缩短。同时采用高电流等级的变压器、开关管、二极管需要更高的成本。
对于本发明的实施例的三相逆变器，流过变压器的线圈N1和N2的电流幅值最大为18A，远低于参考设计。从仿真结果的总体来看，本发明的实施例的三相逆变器相对于图2所示的参考设计的分裂电容式的逆变器拓扑，能够大大减小变压器线圈电流等级。
图10a-10b分别示出参考设计的分裂电容式的三相逆变器的变压器磁化电流的波形图、根据本发明的实施例的三相逆变器的变压器的磁化电流的波形图。图2中参考设计的分裂电容式的三相逆变器的变压器磁化电流的峰值约为4.2A，本实施例的三相逆变器的变压器的磁化电流的峰值约为1.6A。
参考设计的分裂电容式的三相逆变器的变压器磁化电流含有工频基波分量，说明变压器在半个工频周期内，很有可能发生磁饱和的风险。而本实施例中的磁化电流不含有工频基波分量，在一个开关周期内，电流正负半轴幅值对称，不会发生磁饱和。另外，磁化电流直接表征了变压器消耗的无功功率，因此本实施例的三相逆变器能够降低变压器的无功功率。
电压均衡电路110的作用是当中性线中有电流流过时，能够保证中性点的电位稳定。而影响电路拓扑性能的主要部件就是分裂电容(电容C1和电容C2)和电压均衡电路110的变压器，因此影响三相逆变器的性能的主要参数就是：分裂电容的电容值即C1、C2，变压器的漏感量L，变压器的线圈内阻R。图11a-11c分别示出分裂电容、变压器漏感、变压器线圈内阻对中性点电压的影响。
图11a反映的是分裂电容对中性点电压的影响，其他的参数都保持仿真条件的初始值。当中性线上流过相同的电流值时，分裂电容值越大，那么中性点的电位波动就越小。在中性线流过的电流值相同的条件下，当电容值由1000uF降到200uF时，中性点的电位波动并没有明显增大。而且，当中性线上流过较大的电流值时，中性点的电位波动值仍较小，没有超过电位值的1％。所以，在实际应用中，本发明的三相逆变器，可以大大减小分裂电容的电容值。
图11b反映的是变压器的漏感对中性点电压波动的影响。可以看出，在相同的中性线电流条件下，变压器的漏感越大，中性点的电位波动就越大。在中性线流过的电流值相同的条件下，在变压器的漏感从10uH升到200uH时，中性点的电位波动大小并没有出现明显增大。而且，当中性线上流过的电流较大，幅值达到50A时，中性点的电位波动值仍较小，没有超过电位值的1％。即本发明的电压均衡电路110的性能对变压器的漏感不敏感。因为在变压器的制造过程中，很难把变压器的漏感降低到很小，所以，本实施例的三相逆变器对变压器的要求不是很苛刻，在实际应用中也容易实现。
图11c反映的是变压器的线圈内阻对中性点电压的影响。可以看出，在相同的中性线电流的情况下，变压器的线圈内阻越大，那么中性点的电位波动幅值就越大。但是，当变压器的线圈内阻在不是很大的范围内变化时，中性点电压波动的差距并不明显。所以，本实施例的三相逆变器的线圈内阻要求也不是很苛刻。在实际应用中也很容易实现。
在优选的实施方式中，本发明的三相逆变器还包括电压监测电路，用于监测正直流母线与中性点之间的电压或负直流母线与中性点之间的电压，并产生开关管T1～开关管T4的控制信号。
本发明的电压均衡电路及三相逆变器，能够抑制三个不平衡负载时，中性点的电压波动，通过变压器原边的变换能够很好的泄放剩磁，有效地抑制变压器的磁饱和，而且原副边的切换还能够使变压器接近满占空比运行，达到接近100％。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种电压均衡电路，用于稳定逆变器的中性点的电压，所述逆变器包括正直流母线、负直流母线、以及串联在所述正直流母线和负直流母线之间的第一电容和第二电容，所述中性点为所述第一电容和第二电容的中间节点，所述电压均衡电路包括：第一开关管至第四开关管、第一二极管至第四二极管、以及变压器；所述变压器包括第一线圈和第二线圈，所述变压器的变比为1:1；
所述第一开关管和第二开关管依次串联在正直流母线和负直流母线之间；
所述第三开关管和第四开关管依次串联在正直流母线和负直流母线之间；
所述第一二极管至第四二极管分别与第一开关管至第四开关管反并联；
所述第一线圈的非同名端连接所述逆变器的中性点，同名端连接所述第一开关管和第二开关管的中间结点；
所述第二线圈的同名端连接所述逆变器的中性点，非同名端连接所述第三开关管和第四开关管的中间结点；所述第一开关管至第四开关管在控制信号的控制下导通或断开，使得所述中性点的电压保持稳定，
其中，当正直流母线与中性点之间的电压大于第一预定值时，所述电压均衡电路处于第一模式，所述第一模式包括依次的第一模态至第四模态；
在所述第一模态，第一开关管导通，第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
在所述第二模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
在所述第三模态，第三开关管导通，第一开关管、第二开关管和第四开关管断开；
在所述第四模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
当正直流母线与中性点之间的电压小于第二预定值，所述电压均衡电路处于第二模式，所述第二模式包括依次的第五模态至第八模态；
在所述第五模态，第二开关管导通，第一开关管、第三开关管和第四开关管断开；
在所述第六模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
在所述第七模态，第四开关管导通，第一开关管、第二开关管和第三开关管断开；
在所述第八模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
其中，所述第一预定值等于所述正直流母线与负直流母线之间电压的一半，所述第二预定值等于所述正直流母线与负直流母线之间电压的一半。
2.根据权利要求1所述的电压均衡电路，其中，所述第一开关管至第四开关管分别为绝缘栅双极型晶体管，所述第一二极管至第四二极管分别为所述第一开关管至第四开关管的体二极管；所述第一开关管的集电极连接正直流母线，第一开关管的发射极连接所述第二开关管的集电极，所述第二开关管的发射极连接负直流母线；所述第三开关管的集电极连接正直流母线，第三开关管的发射极连接所述第四开关管的集电极，所述第四开关管的发射极连接负直流母线。
3.根据权利要求1所述的电压均衡电路，其中，当正直流母线与中性点之间的电压等于第一预定值或第二预定值，所述电压均衡电路处于第三模式，在所述第三模式，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开。
4.一种三相逆变器，包括：电压均衡电路，正直流母线、负直流母线、串联在所述正直流母线和负直流母线之间的第一电容和第二电容、用于产生第一相电压的第一逆变电路、用于产生第二相电压的第二逆变电路、用于产生第三相电压的第三逆变电路，
所述电压均衡电路包括：第一开关管至第四开关管、第一二极管至第四二极管以及变压器；所述变压器包括第一线圈和第二线圈；所述变压器的变比为1:1；
所述第一开关管和第二开关管依次串联在正直流母线和负直流母线之间；
所述第三开关管和第四开关管依次串联在正直流母线和负直流母线之间；
所述第一二极管至第四二极管分别与第一开关管至第四开关管反并联；
所述第一线圈的非同名端连接所述第一电容和第二电容的中间结点，同名端连接所述第一开关管和第二开关管的中间结点；
所述第二线圈的同名端连接所述第一电容和第二电容的中间结点，非同名端连接所述第三开关管和第四开关管的中间结点；
所述第一开关管至第四开关管在控制信号的控制下导通或断开，使得所述第一电容和第二电容的中间节点的电压保持稳定，
其中，所述正直流母线与所述第一电容和第二电容的中间节点之间的电压大于第一预定值时，所述电压均衡电路处于第一模式，所述第一模式包括依次的第一模态至第四模态；
在所述第一模态，第一开关管导通，第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
在所述第二模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
在所述第三模态，第三开关管导通，第一开关管、第二开关管和第四开关管断开；
在所述第四模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
所述正直流母线与所述第一电容和第二电容的中间节点之间的电压小于第二预定值时，所述电压均衡电路处于第二模式，所述第二模式包括依次的第五模态至第八模态；
在所述第五模态，第二开关管导通，第一开关管、第三开关管和第四开关管断开；
在所述第六模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
在所述第七模态，第四开关管导通，第一开关管、第二开关管和第三开关管断开；
在所述第八模态，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开；
其中，所述第一预定值等于所述正直流母线与负直流母线之间电压的一半，所述第二预定值等于所述正直流母线与负直流母线之间电压的一半。
5.根据权利要求4所述的三相逆变器，其中，所述第一开关管至第四开关管分别为绝缘栅双极型晶体管，所述第一二极管至第四二极管分别为所述第一开关管至第四开关管的体二极管；所述第一开关管的集电极连接正直流母线，第一开关管的发射极连接所述第二开关管的集电极，所述第二开关管的发射极连接负直流母线；所述第三开关管的集电极连接正直流母线，第三开关管的发射极连接所述第四开关管的集电极，所述第四开关管的发射极连接负直流母线。
6.根据权利要求4所述的三相逆变器，其中，当正直流母线与中性点之间的电压等于第一预定值或第二预定值，所述电压均衡电路处于第三模式，在所述第三模式，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管断开。
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