JP4745234B2

JP4745234B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP4745234B2
Application number: JP2006526464A
Authority: JP
Inventors: 弘一中林; 賢司藤原; 寛伊藤; 直樹西尾
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-03-29
Filing date: 2006-03-29
Publication date: 2011-08-10
Anticipated expiration: 2026-03-29
Also published as: JPWO2007110954A1; EP2001111A2; WO2007110954A1; EP2001111A9; US20090085537A1; US7646182B2; EP2001111A4

Description

本発明は、電源装置に関するものであり、特に、直流電圧をスイッチングにより昇圧する電源装置に関するものである。

直流電圧をスイッチングにより昇圧する型の従来技術にかかる電源装置として、例えば下記特許文献１が存在する。この電源装置（同文献では「電源システム」と称される）は、第１の電源と、第１の電源から出力された電圧を変換する電圧変換器と、電圧変換器からの電圧が印加される第２の電源と、電圧変換器および／または第２の電源から電圧を受ける電気負荷系と、電圧変換器から出力される出力電流が通常動作時の電流値よりも低下した第１の状態から回復する第２の状態に移行したとき、電圧変換器から出力される出力電圧を少なくとも所定期間高くするように電圧変換器を制御する制御装置と、を備えるように構成されている。

この電源システムでは、メイン電源である第１の電源に接続された電圧変換器および負荷系ならびに第２の電源からなる補機系が構成され、第１の電源から電圧変換器へ供給される電圧が低下し、電圧変換器の出力電流が低電流値になった後に、通常動作時の電流値に戻ると、第２の電源は電圧変換器からの通常よりも高い電圧によって充電される。したがって、補機系の充電量を簡単な構成でより早期に回復できるという利点を有している。

特開２００３−３３３８３５号公報

上記特許文献１に示された電源システムは、簡単な回路構成で入力よりも高い電圧を得ることができるものの、昇圧回路を構成するスイッチング素子やダイオードに加わる電圧は、出力電圧の最大電圧が印加されることになる。もし、入力電圧や出力電圧が高くなれば、スイッチング素子やダイオードに要求される電圧（定格電圧）が高くなるので、この要求に耐え得る高耐圧の素子を使用する必要があった。

しかしながら、高耐圧の素子は、スイッチング特性に劣っているので、このような高耐圧のスイッチング素子を使用した場合には、損失が増大するという問題点があった。また、昇圧回路の入力側かつ正負の直流母線間に挿入されるコンデンサや、昇圧回路の出力側かつ正負の直流母線間に挿入されるコンデンサにおいても、高耐圧のものを使用する必要があり、部品が大型化するといった問題点もあった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高耐圧部品の使用を抑制可能とし、高耐圧部品のような特殊用途品を使用することによる装置の大型化、高コスト化を回避する一方で、性能のよい汎用的な部品の使用により、電力変換効率に優れた高効率な電源装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電源装置は、入力端に接続される直流電源の出力を昇圧して出力端に接続される負荷に所定の直流出力を供給する電源装置において、入力コンデンサ、リアクトル、ダイオード、スイッチ素子および出力コンデンサをそれぞれ具備して構成される第１、第２の昇圧回路を有し、該第１、第２の昇圧回路の各リアクトル同士が磁気的に結合されるように構成されるとともに、該第１の昇圧回路の入力コンデンサと該第２の昇圧回路の入力コンデンサとを直列に接続した一対の入力コンデンサの各両端を入力端とし、該第１の昇圧回路の出力コンデンサと該第２の昇圧回路の出力コンデンサとを直列に接続した一対の出力コンデンサの各両端を出力端とし、該出力コンデンサ同士の接続端を中間電圧端として構成される昇圧回路と、前記昇圧回路を制御する制御回路と、前記第１、第２の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧、または、前記一対の入力コンデンサおよび前記一対の出力コンデンサの両端電圧のうちのいずれかの両端電圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段と、を備え、前記制御回路は、前記電圧計測手段の計測結果に基づいて前記第１、第２の昇圧回路の各スイッチ素子を同時にオン／オフ制御することを特徴とする。

本発明にかかる電源装置によれば、直流電源の正極側に接続される第１昇圧回路に具備されるリアクトルと直流電源の負極側に接続される第２の昇圧回路のリアクトルとが磁気的に結合されるように構成されるとともに、第１、第２の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧などに基づいて、第１、第２の昇圧回路に具備される各スイッチ素子を同時にオン／オフ制御するようにしているので、第１、第２の昇圧回路を構成する各素子への印加電圧を、入力電圧および／または出力電圧の約半分にすることができるので、高耐圧部品の使用を抑制可能とし、高耐圧部品のような特殊用途品を使用することによる装置の大型化、高コスト化を回避することができるという効果が得られる。また、性能のよい汎用的な部品の使用が可能になるので、電力変換効率に優れた高効率な電源装置を提供することができるという効果が得られる。

図１は、本発明の実施の形態１にかかる電源装置の回路構成を示す図である。図２は、図１に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図３は、本発明の実施の形態２にかかる電源装置の回路構成を示す図である。図４は、図３に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図５は、本発明の実施の形態３にかかる電源装置の回路構成を示す図である。図６は、図５に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。図７は、本発明の実施の形態４にかかる電源装置の回路構成を示す図である。図８は、図７に示した電源装置におけるインバータ正出力時の制御態様を示す図である。図９は、図７に示した電源装置におけるインバータ負出力時の制御態様を示す図である。

符号の説明

１昇圧回路
２３レベルインバータ
３直流電源
４系統電源
５制御回路
６，７，８ａ，８ｂ，８ｃ，８ｄ電圧計測手段
１１，１２直流入力端
１３，１４，２１，２２出力端
１５，１９中間電圧端
１７，１８入力端
３１，３３直流母線
３２中間電位線
Ｃ１コンデンサ
Ｃ１〜Ｃ５コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ダイオード
Ｌ１，Ｌ２リアクトル
Ｌ３インダクタ

以下に、本発明にかかる電源装置の好適な実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下に示す回路構成は、その一例を示すものであり、本発明の技術的意義を逸脱しない範囲内で種々の変形が可能である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる電源装置の回路構成を示す図である。同図において、電源装置は、昇圧回路１と、昇圧回路１の直流入力端１１，１２に接続される、例えば太陽電池、燃料電池である直流電源３と、昇圧回路１を制御する制御回路５と、を備えて構成される。なお、図１の回路構成では、直流電源３の出力の供給対象である負荷Ｒ１を昇圧回路１の出力端１３と中間電圧端１５との間に接続するとともに、負荷Ｒ２を昇圧回路１の出力端１４と中間電圧端１５との間に接続する態様を示している。

つぎに、図１に示した電源装置を構成する昇圧回路の構成について説明する。同図に示す昇圧回路１は、コンデンサＣ１、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、スイッチ素子Ｓ１、コンデンサＣ３で構成される第１の昇圧回路と、コンデンサＣ２、リアクトルＬ２、ダイオードＤ２、スイッチ素子Ｓ２、コンデンサＣ４で構成される第２の昇圧回路とを備え、これらの第１、第２の昇圧回路が上下に対称形で配置されている。

第１の昇圧回路では、直流電源３（入力端１１）に近い側から、コンデンサＣ１、ＩＧＢＴなどのスイッチ素子にダイオードが逆並列に接続されたスイッチ素子Ｓ１、コンデンサＣ３の各一端が入力端１１と出力端１３とを結ぶ正極側の直流母線３１に接続されるとともに、その各他端は中間電位線３２に接続される。また、コンデンサＣ１の一端とスイッチ素子Ｓ１の一端との間にはリアクトルＬ１が挿入され、スイッチ素子Ｓ１の一端とコンデンサＣ３の一端との間には、直流電源３から供給される直流電流の流れる向き、すなわちアノードがスイッチ素子Ｓ１の一端に接続され、カソードがコンデンサＣ３の一端に接続されるようにダイオードＤ１が挿入されている。

同様に、第２の昇圧回路では、直流電源３（入力端１２）に近い側から、コンデンサＣ２、ＩＧＢＴなどのスイッチ素子ング素子にダイオードが逆並列に接続されたスイッチ素子Ｓ２、コンデンサＣ４の各一端が入力端１２と出力端１４とを結ぶ負極側の直流母線３３に接続されるとともに、その各他端は中間電位線３２に接続される。また、コンデンサＣ２の一端とスイッチ素子Ｓ２の一端との間にはリアクトルＬ２が挿入され、スイッチ素子Ｓ２の一端とコンデンサＣ４の一端との間には、直流電源３から供給される直流電流の流れる向き、すなわちカソードがスイッチ素子Ｓ２の一端に接続され、アノードがコンデンサＣ４の一端に接続されるようにダイオードＤ２が挿入されている。なお、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２とは磁気的に結合されており、トランスの作用を有する。

図１に示すように構成された結果、コンデンサＣ１，Ｃ２は、入力端１１，１２の間に直列に接続されて挿入され、直流電源３から供給される直流電圧をほぼ２分して保持する一対の入力コンデンサとして機能する。また、コンデンサＣ３，Ｃ４は、出力端１３，１４の間に直列に接続されて挿入され、各自が保持する電圧を負荷Ｒ１，Ｒ２にそれぞれ供給する一対の出力コンデンサとして機能する。なお、入力端１１，１２の間には一対の入力コンデンサを構成するコンデンサＣ１，Ｃ２による直列接続回路の両端電圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段６が具備され、出力端１３，１４の間には一対の出力コンデンサを構成するコンデンサＣ３，Ｃ４による直列接続回路の両端電圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段７が具備される。また、これらの計測手段による計測出力は、制御回路５に出力されて、昇圧回路１の制御に寄与する。

つぎに、図１に示す電源装置の動作について図１および図２を参照して説明する。なお、図２は、図１に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。また、図１の回路の各要部における電圧または電流をつぎのように表現する。
ＶＣ１：コンデンサＣ１の両端電圧
ＶＣ２：コンデンサＣ２の両端電圧
ＶＣ３：コンデンサＣ３の両端電圧
ＶＣ４：コンデンサＣ４の両端電圧
ＶＥ：基準電位（中間電位線の電位）
ＶＬ１：リアクトルＬ１の両端電圧
ＶＬ２：リアクトルＬ２の両端電圧
ＩＬ１：リアクトルＬ１に流れる電流
ＩＬ２：リアクトルＬ２に流れる電流

図１において、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンさせると、直流電源３からリアクトルＬ１、スイッチ素子Ｓ１、スイッチ素子Ｓ２、リアクトルＬ２の経路で閉回路が構成され、直流電源３の電圧がリアクトルＬ１とリアクトルＬ２との直列回路に印加される。上述したようにリアクトルＬ１，Ｌ２は、磁気的に結合しており、トランスとして動作する。また、リアクトルＬ１，Ｌ２の磁気的結合係数を高くし、巻き数等を等しくしておけばリアクトルＬ１，Ｌ２の各両端電圧は等しくなる。この作用により、リアクトルＬ１，Ｌ２にそれぞれ並列に接続されているコンデンサＣ１，Ｃ２の各両端電圧が等しくなる（ＶＣ１＝ＶＣ２）。

いま、リアクトルＬ１，Ｌ２の各自己インダクタンスをＬａとし、相互インダクタンスをＭとすると、リアクトルＬ１，Ｌ２の直列回路でのインダクタンス値Ｌｔは、
Ｌｔ＝２・Ｌａ＋２・Ｍ …（１）
となり、直流電源３の電圧ＥとこのインダクタンスＬｔとで決まる右上がりの電流値が流れる（図２の、ＩＬ１，ＩＬ２を参照）。この間、直流電源３のエネルギーは、電流としてリアクトルＬ１，Ｌ２にそれぞれ蓄積される。

つづいて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオフさせると、リアクトルＬ１に蓄積された電流エネルギーは、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４、ダイオードＤ２、リアクトルＬ２、直流電源３、リアクトルＬ１の経路で流れ、出力端側に電力を供給する。また、リアクトルＬ２に蓄積された電流エネルギーは、リアクトルＬ２、直流電源３、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４、ダイオードＤ２、リアクトルＬ２の経路で流れ、出力端側に電力を供給する。

このとき、
ＶＣ３＝ＶＣ１＋ＶＬ１ …（２）
ＶＣ４＝ＶＣ２＋ＶＬ２ …（３）
の関係がある。
また、上述のように、
ＶＣ１＝ＶＣ２ …（４）
ＶＬ１＝ＶＬ２ …（５）
の関係があるので、
ＶＣ３＝ＶＣ４ …（６）
となる。
すなわち、図１に示される第１、第２の昇圧回路は、直流電源３の電圧および自身の出力電圧を２等分するように動作する。

また、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２をオンしている時間の割合（オン時比率（オンデューティともいう））を大きくすると、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流が増加するので、コンデンサＣ３，Ｃ４の各両端電圧（ＶＣ３，ＶＣ４）を増加させることができる。一方、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオン時比率を小さくすると、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流が減少するので、コンデンサＣ３，Ｃ４の各両端電圧（ＶＣ３，ＶＣ４）を減少させることができる。すなわち、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオン時比率を調整することで、直流電源３の電圧に対して所望の出力電圧（ＶＣ３＋ＶＣ４）を得ることができる。

上述の制御は、一対の入力コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）および一対の出力コンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）の各両端電圧をそれぞれ計測する電圧計測手段６，７の計測出力が入力された制御回路５によって実行される。なお、この図１の構成では、第１、第２の昇圧回路を配置、素子特性ともに対称形に構成しており、上記（４）式、（６）式に示されるように、一対の入力コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）および一対の出力コンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）の電圧が等しく２分されるので、一対の入力コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）および一対の出力コンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）の各両端電圧を計測するのみの構成としている。無論、コンデンサＣ１〜Ｃ４の各端子電圧を個々に計測するようにしてもよいことは言うまでもない。

上述のように、この実施の形態の電源装置では、電源装置を構成する各素子への印加電圧を、入力電圧および／または出力電圧の約半分にすることができるので、高い入力電圧および出力電圧に対応できる回路を構成することができる。その結果、スイッチ素子、ダイオードおよびコンデンサとして耐電圧の低いもの（汎用的なもの）が使用可能となるとともに、小型かつスイッチング特性が良好なスイッチ素子、ダイオードが使用可能となるので、電源装置における変換効率を高めることができる。また、コンデンサの耐電圧も小さくてよいことから回路を小型化することができる。さらに、リアクトルＬ１，Ｌ２を磁気的に結合させることで、第１，第２の昇圧回路に印加される電圧を等しくすることができるとともに、相互インダクタンスの効果によりリアクトルＬ１，Ｌ２全体でのインダクタンス値を大きくすることができるので、リアクトルＬ１，Ｌ２を小型化かつ高効率化することができる。

以上説明したように、この実施の形態の電源装置によれば、直流電源の正極側に接続される第１昇圧回路に具備されるリアクトルと直流電源の負極側に接続される第２の昇圧回路のリアクトルとが磁気的に結合されるように構成されるとともに、第１、第２の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧などに基づいて、第１、第２の昇圧回路に具備される各スイッチ素子を同時にオン／オフ制御するようにしているので、第１、第２の昇圧回路を構成する各素子への印加電圧を、入力電圧および／または出力電圧の約半分にすることができるので、高耐圧部品の使用を抑制可能とし、高耐圧部品のような特殊用途品を使用することによる装置の大型化、高コスト化を回避することができるという効果が得られる。また、性能のよい汎用的な部品の使用が可能になるので、電力変換効率に優れた高効率な電源装置を提供することができる。

実施の形態２．
図３は、本発明の実施の形態２にかかる電源装置の回路構成を示す図である。同図において、この実施の形態にかかる電源装置の各素子の配置や接続構成は実施の形態１と同様である。ただし、図１とは異なり、一対の入力コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の各端子電圧を個々に直接的または間接的に計測する電圧計測手段８ａ，８ｂおよび一対の出力コンデンサ（Ｃ３，Ｃ４）の各端子電圧を個々に直接的または間接的に計測する電圧計測手段８ｃ，８ｄをそれぞれの間に配置するように構成している。なお、その他の構成については、図１に示した実施の形態１と同一または同等であり、各構成部には同一符号を付して示し、それらの構成および接続にかかる詳細な説明を省略する。

つぎに、図３に示す電源装置の動作について図３および図４を参照して説明する。なお、図４は、図３に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。また、回路の各要部における電圧または電流を表現する記号の意味は実施の形態１と同一である。

図４において、スイッチ素子Ｓ１をオフする時間ｔ１と、スイッチ素子Ｓ２をオフする時間ｔ２とが、ｔ１＝ｔ２の場合には、リアクトルＬ１の電流波形ＩＬ１およびリアクトルＬ２の電流波形ＩＬ２は等しくなる。この場合、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオンすると、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とに直流電源３から同等の電流が流れ込み、実施の形態１で示したのと同様の動作となる。

一方、リアクトルＬ１，Ｌ２との磁気結合係数が、例えば０．５程度と小さい場合、リアクトルＬ１，Ｌ２の各巻き数を一致させて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を同時にオン／オフ制御していても、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２におけるスイッチング速度のずれや、オン電圧の差などにより、リアクトルＬ１，Ｌ２の各両端電圧は異なる。その結果、コンデンサＣ１，Ｃ２の各両端電圧およびコンデンサＣ３，Ｃ４の各両端電圧がそれぞれ異なってくるため、コンデンサＣ１〜Ｃ４の各両端電圧を計測した計測電圧に基づいて、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を異なるタイミングで動作させるようにする。

例えば、コンデンサＣ１の両端電圧が、コンデンサＣ２の両端の電圧より小さくなった場合には、スイッチ素子Ｓ１をオンする時間よりも、スイッチ素子Ｓ２をオンする時間を長くする。なお、このときの動作については、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を同時にオン（ｔ＝０）してから、スイッチ素子Ｓ１のみをオフにするまでの間（ｔ＝０〜ｔ１：第１の制御期間）、スイッチ素子Ｓ１のオフを維持し、スイッチ素子Ｓ２をオンからオフにするまでの間（ｔ＝ｔ１〜ｔ２：第２の制御期間）およびスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のそれぞれのオフが維持される間（ｔ＝ｔ２〜Ｔ：第３の制御期間（Ｔは１周期の時間））の３つの期間に分け、それぞれの動作を詳細に説明する。

（第１の制御期間：ｔ＝０〜ｔ１）
第１の制御期間では、上述のようにスイッチ素子Ｓ１がオン、スイッチ素子Ｓ２がオンとされる。このとき、直流電源３からリアクトルＬ１、スイッチ素子Ｓ１，スイッチ素子Ｓ２、リアクトルＬ２の経路で閉回路が構成され、直流電源３の電圧がリアクトルＬ１とリアクトルＬ２との直列回路に印加される。上述のように、リアクトルＬ１，Ｌ２はトランスとして動作する。また、リアクトルＬ１，Ｌ２の直列回路でのインダクタンス値Ｌｔは、
Ｌｔ＝２・Ｌａ＋２・Ｍ …（１）（再掲）
であり、直流電源３の電圧ＥとこのインダクタンスＬｔで決まる右上がりの電流値が流れる（図４の、ＩＬ１，ＩＬ２参照）。この間、直流電源３のエネルギーは、電流としてリアクトルＬ１，Ｌ２にそれぞれ蓄積される。

（第２の制御期間：ｔ＝ｔ１〜ｔ２）
第２の制御期間では、上述のようにスイッチ素子Ｓ１がオンからオフに制御される一方で、スイッチ素子Ｓ２のオンは維持される。このとき、リアクトルＬ１の両端電圧は、Ｄ１側が＋となり電流ＩＬ１はコンデンサＣ３を充電しながら減少する。一方、リアクトルＬ２の両端電圧は、Ｄ２側が＋のままで変化しないため電流ＩＬ２は上昇する。

（第３の制御期間：ｔ＝ｔ２〜Ｔ）
第３の制御期間では、上述のようにスイッチ素子Ｓ２のオフは維持される一方で、スイッチ素子Ｓ２がオンからオフに制御される。このとき、リアクトルＬ２の両端電圧は、Ｄ１側が−となり電流ＩＬ２はコンデンサＣ４を充電しながら減少する。すなわち、この状態では、電流ＩＬ１，ＩＬ２の双方がコンデンサＣ３，Ｃ４を充電しながら減少する。

つぎに、上記第１〜第３の制御期間における電荷の流れについて、さらに詳細に説明する。図４において、電流ＩＬ１の波形上に示した縦縞のハッチング部Ｓａ１（以下「縦縞部Ｓａ１」という）および横縞のハッチング部Ｓａ３（以下「横縞部Ｓａ３」という）は、コンデンサＣ１側から供給される電荷を示し、電流ＩＬ２の波形上に示した縦縞のハッチング部Ｓａ２（以下「縦縞部Ｓａ２」という）および横縞のハッチング部Ｓａ４（以下「横縞部Ｓａ４」という）は、コンデンサＣ２側から供給される電荷を示している。また、電流ＩＬ１の横縞部Ｓａ３は、コンデンサＣ３に供給される電荷を示し、電流ＩＬ２の横縞部Ｓａ４は、Ｃ４に供給される電荷を示している。

図４から明らかなように、Ｓａ１＋Ｓａ３＜Ｓａ２＋Ｓａ４の関係がある。すなわち、コンデンサＣ１側から取り出される電荷Ｑ１と、コンデンサＣ２側から取り出される電荷Ｑ２との間には、Ｑ１＜Ｑ２の関係がある。したがって、コンデンサＣ１の両端電圧がコンデンサＣ２の両端の電圧より小さくなった場合には、スイッチ素子Ｓ１のオン時間よりもスイッチ素子Ｓ２のオン時間を長くすることで、コンデンサＣ１側よりもコンデンサＣ２側から、より多くの電荷を取り出すことで、コンデンサＣ１，Ｃ２間の電圧バランスをとることができる。

逆にコンデンサＣ１の両端電圧がコンデンサＣ２の両端の電圧より大きくなった場合には、スイッチ素子Ｓ１のオン時間を、スイッチ素子Ｓ２のオン時間よりも長くすることでコンデンサＣ１，Ｃ２間の電圧バランスをとることができる。

また、実施の形態１で説明したように、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオン時比率を可変することで、直流電源３の電圧に対して所望の出力電圧（ＶＣ３＋ＶＣ４）を得ることができる。

上述のように、この実施の形態の電源装置では、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２との結合係数が小さい場合に、スイッチ素子Ｓ１に対するスイッチ素子Ｓ２のオン／オフのタイミング、あるいはスイッチ素子Ｓ２に対するスイッチ素子Ｓ１のオン／オフのタイミングを調整することで、第１，第２の昇圧回路に印加される電圧をバランスさせることができる。

以上説明したように、この実施の形態の電源装置によれば、直流電源の正極側に接続される第１昇圧回路に具備されるリアクトルと直流電源の負極側に接続される第２の昇圧回路のリアクトルとが磁気的に結合されるように構成されるとともに、第１、第２の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧に基づいて、第１の昇圧回路のスイッチ素子と前記第２の昇圧回路のスイッチ素子とを異なるタイミングで動作させるようにしているので、上記実施の形態１の効果に加えて、第１，第２の昇圧回路に印加される電圧のアンバランスを解消することができるという効果が得られる。

実施の形態３．
図５は、本発明の実施の形態３にかかる電源装置の回路構成を示す図である。同図に示す電源装置は、図１または図３に示した電源装置の出力端１３，１４および中間電圧端１５に、入力端１７，１８および中間電圧端１９ならびに出力端２１，２２を有する３レベルインバータ２を接続したことを特徴とする。なお、図５の回路構成では、直流電源３の出力を電源装置を構成する昇圧回路１の入力端１１，１２に接続するとともに、電源装置を構成する３レベルインバータ２の出力端２１，２２に、例えば系統連系するための系統電源４を接続する態様を示している。

つぎに、図５に示した電源装置を構成する３レベルインバータの構成について説明する。同図に示す３レベルインバータ２は、ダイオードＤ３，Ｄ４，スイッチ素子Ｓ３〜Ｓ６を具備するインバータ回路と、インダクタＬ３、コンデンサＣ５を具備するローパスフィルタと、を備えて構成される。

インバータ回路では、昇圧回路１の出力端１３と自身の入力端１７とが接続される直流母線３１に、昇圧回路１（入力端１７）に近い側から、ＩＧＢＴなどのスイッチ素子にダイオードが逆並列に接続されたスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４が挿入される。同様に、昇圧回路１の出力端１４と自身の入力端１８とが接続される直流母線３３に、昇圧回路１（入力端１８）に近い側から、ＩＧＢＴなどのスイッチ素子にダイオードが逆並列に接続されたスイッチ素子Ｓ５，Ｓ６が挿入される。また、インバータ回路の内部において、ダイオードＤ３は、直流母線３１と中間電位線３２との間の電圧をクランプするように、そのカソードがスイッチ素子Ｓ３とスイッチ素子Ｓ４との接続点に接続され、そのアノードが中間電位線３２に接続される。同様に、ダイオードＤ４は、直流母線３３と中間電位線３２との間の電圧をクランプするように、そのアノードがスイッチ素子Ｓ５とスイッチ素子Ｓ６との接続点に接続され、そのカソードが中間電位線３２に接続される。

また、ローパスフィルタでは、３レベルインバータ２の出力端２１，２２に対してコンデンサＣ５が並列に接続され、コンデンサＣ５の一端にインダクタＬ３の一端が接続され、その他端は、スイッチ素子Ｓ４とスイッチ素子Ｓ６との接続点に接続される。

つぎに、図５に示す電源装置の動作について図５および図６を参照して説明する。なお、図６は、図５に示した電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。なお、回路の各要部における電圧または電流を表現する記号の意味は実施の形態１，２と同一である。

図６において、スイッチ素子Ｓ４を常時オン、スイッチ素子Ｓ５を常時オフとし、スイッチ素子Ｓ３をスイッチング制御することにより、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４がオンの期間には、コンデンサＣ３からスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４、インダクタＬ３、コンデンサＣ５、コンデンサＣ３の経路で閉回路が構成され、出力端２１が正極性となるような電圧の場合、すなわち３レベルインバータの出力電流が出力端から流出する方向のとき（以下このような状態を「インバータ正出力」という）がコンデンサＣ３から系統電源４に対して供給される。また、図６に示すように、スイッチ素子Ｓ３とスイッチ素子Ｓ６とを交互に、かつ、それらのオン時比率を可変制御（ＰＷＭ制御）することで、系統電源４の電圧波形（系統電圧（Ｕ）参照）に連系させた電圧波形を出力することができる。

同様に、スイッチ素子Ｓ６を常時オン、スイッチ素子Ｓ３を常時オフとし、スイッチ素子Ｓ５をスイッチング制御することにより、スイッチ素子Ｓ５，Ｓ６がオンの期間には、コンデンサＣ４からコンデンサＣ５、インダクタＬ３、スイッチ素子Ｓ６，Ｓ５、コンデンサＣ４の経路で閉回路が構成され、出力端２１が負極性となるような電圧、すなわち３レベルインバータの出力電流が出力端に流入する方向のとき（以下このような状態を「インバータ負出力」という）がコンデンサＣ４から系統電源４に対して供給される。また、図６に示すように、スイッチ素子Ｓ４とスイッチ素子Ｓ５とを交互に、かつ、それらのオン時比率を可変制御（ＰＷＭ制御）することで、系統電源４の電圧波形（系統電圧（Ｕ）参照）に連系させた電圧波形を出力することができる。

上述のように構成されたこの実施の形態の電源装置では、昇圧回路１から正負のほぼ等しい電圧を得ることができ、３レベルインバータ２を動作するのに必要な正負の電源を得ることが可能となる。また、コンデンサＣ３，Ｃ４、スイッチ素子Ｓ３〜Ｓ６、ダイオードＤ３，Ｄ４の各素子に要求される耐電圧は、系統電源４の片側振幅値に必要な電圧で充分となるので、高速スイッチングが可能な損失の少ない汎用的な素子を使用することができ、電源装置の電力変換効率を高めることができる。

以上説明したように、この実施の形態の電源装置によれば、昇圧回路の出力端および中間電圧端に３レベルインバータの入力端を接続し、３レベルインバータの出力がローパスフィルタを介して交流電源に接続可能となるように構成しているので、上記実施の形態１，２の効果とともに、３レベルインバータ２を動作するのに必要な正負の電源を得ることが可能となる。

実施の形態４．
図７は、本発明の実施の形態４にかかる電源装置の回路構成を示す図である。同図に示す電源装置は、図５に示した電源装置における昇圧回路として、コンデンサＣ１〜Ｃ４の各端子電圧の計測を可能とする図３の昇圧回路を適用した構成とされている。なお、その他の構成については、図５に示した実施の形態３と同一または同等であり、各構成部には同一符号を付して示し、それらの構成および接続にかかる詳細な説明を省略する。

つぎに、図７に示す電源装置の動作について図７〜図９を参照して説明する。なお、図８は、図７に示した電源装置におけるインバータ正出力時の制御態様を示す図であり、図９は、図７に示した電源装置におけるインバータ負出力時の制御態様を示す図である。なお、回路の各要部における電圧または電流を表現する記号の意味は実施の形態１〜３で定義したものと同一であり、さらにこの実施の形態では、制御要素に関して以下の記号を用いて定義する。
ＶＳ：直流電源３の電圧（ＶＳ＝ＶＣ１＋ＶＣ２）
Ｖｒｅｆ：ＶＣ３およびＶＣ４の目標電圧
ＤＳ１：スイッチ素子Ｓ１のオン時比率
ＤＳ２：スイッチ素子Ｓ２のオン時比率

まず、図７に示す電源装置の制御態様の概要について説明する。まず、インバータ正出力時の場合には、第１の昇圧回路（正出力側の昇圧回路）の入力電圧および出力電圧（すなわちＶＣ１，ＶＣ３）に基づいてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオン時比率が制御される。一方、インバータ負出力時の場合には、第２の昇圧回路（負出力側の昇圧回路）の入力電圧および出力電圧（すなわちＶＣ２，ＶＣ４）に基づいてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオン時比率が制御される。

つぎに、この制御態様について、さらに詳細に説明する。なお、これらの制御は、電源装置に具備される制御回路５によって具現される。

インバータ正出力時の場合には、図８に基づく制御が行われる。同図において、まず、基本通流率Ｘ１が計算される。この基本通流率Ｘ１は、図示のように、
Ｘ１＝１−（ＶＣ１／Ｖｒｅｆ） …（７）
で与えられる。
一方、ＶＣ３の目標電圧ＶｒｅｆとコンデンサＣ３の計測電圧ＶＣ３との差分値に対して、比例積分補償器（ＰＩ）および制限器（ＬＩＭ）にて各所定の処理が施された制御値Ｘ２が計算される。この制御値Ｘ２は、図示のように、
Ｘ２＝Ｖｒｅｆ−ＶＣ３ …（８）
で与えられる。
このとき、スイッチ素子Ｓ１のオン時比率ＤＳ１は、これらの制御値の加算値（Ｘ１＋Ｘ２）に基づいて決定される。

ここで、（７）式、（８）式に基づいて行われる制御の意味するところは、つぎのとおりである。まず、制御値Ｘ２が付与されないときには、基本通流率Ｘ１に加算される制御値が存在しないので、ＤＳ１は基本通流率Ｘ１に一致する。すなわち、スイッチ素子Ｓ１は、昇圧比で定められるオン時比率に基づいたスイッチング制御が行われる。一方、コンデンサＣ３の電圧が目標値を下回ったときは、制御値Ｘ２が正値となり、ＤＳ１は大きくなる。その結果、実施の形態２で説明したように、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が増大する方向に制御される。他方、コンデンサＣ３の電圧が目標値を上回ったときには、制御値Ｘ２が負値となり、ＤＳ１は小さくなって、コンデンサＣ３の電圧ＶＣ３が減少する方向に制御される。

同様に、直流電源３の電圧の半値（ＶＳ／２）とコンデンサＣ１の計測電圧ＶＣ１との差分値に対して、比例積分補償器（ＰＩ）および制限器（ＬＩＭ）にて各所定の処理が施された制御値Ｘ３が計算される。この制御値Ｘ３は、図示のように、
Ｘ３＝（ＶＳ／２）−ＶＣ１ …（９）
で与えられる。
このとき、スイッチ素子Ｓ２のオン時比率ＤＳ２は、上記で計算された加算値（Ｘ１＋Ｘ２）と（９）式で計算された制御値Ｘ３とが加算された加算値（Ｘ１＋Ｘ２＋Ｘ３）に基づいて決定される。

ここで、（７）式〜（９）式に基づいて行われる制御の意味するところは、つぎのとおりである。まず、制御値Ｘ２，Ｘ３が付与されないときには、基本通流率Ｘ１に加算される制御値が存在しないので、ＤＳ２は基本通流率Ｘ１に一致する。すなわち、スイッチ素子Ｓ２は、昇圧比で定められるオン時比率に基づいたスイッチング制御が行われる。一方、コンデンサＣ１の電圧が直流電源３の電圧の半値（ＶＳ／２）を下回ったとき、すなわち、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ２の電圧を下回ったときには、制御値Ｘ３が正値となり、ＤＳ２は大きくなる。その結果、実施の形態２で説明したように、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１がコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２よりも増大する方向に制御される。他方、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ２の電圧を上回ったときには、制御値Ｘ２が負値となり、ＤＳ２は小さくなって、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１がコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２よりも減少する方向に制御される。

なお、インバータ負出力時の制御については、制御値Ｘ２を計算する際の目標電圧および計測電圧が、それぞれコンデンサＣ４に対する目標電圧および計測電圧であり、また、制御値Ｘ３を計算する際の計測電圧が、コンデンサＣ２に対する計測電圧である点を除いて、図８に示す内容と同等であり、詳細な説明を省略する。

上記のような制御が行われる結果、インバータ正出力時の場合には、第１の昇圧回路の出力電圧ＶＣ３が一定となるようにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の各オン時比率が制御され、インバータ負出力時の場合には、第２の昇圧回路の出力電圧ＶＣ４が一定となるようにスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２の各オン時比率が制御される。また、その際、コンデンサＣ１，Ｃ２の各電圧ＶＣ１，ＶＣ２がアンバランスになることが防止され、ＶＣ１，ＶＣ２は等しい電圧に保持される。

なお、３レベルインバータを用いて系統に連系させる場合、３レベルインバータからの供給出力が、系統周期の半サイクルごとに正側と負側から交互に電流を出力するように、電源装置はこの動作に同期していなければならない。一方、この実施の形態の電源装置では、上述のように、コンデンサＣ１〜Ｃ４の各計測電圧に基づいて、これらのコンデンサに蓄積される電荷量を安定制御することができるので、３レベルインバータを安定的に動作させることができる。

以上説明したように、この実施の形態の電源装置によれば、３レベルインバータの出力電流が３レベルインバータの出力端から流出する方向のときには、直流電源の正極側に接続される昇圧回路の入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基づいてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオン時比率を制御し、３レベルインバータの出力電流が３レベルインバータの出力端に流入する方向のときには、直流電源の負極側に接続される昇圧回路の入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基づいてスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のオン時比率を制御するようにしているので、上記実施の形態１〜３の効果に加えて、３レベルインバータを安定的に動作させることができるという効果が得られる。

以上のように、本発明にかかる電源装置は、直流電圧をスイッチングにより昇圧して出力する電源装置に有用である。

Claims

入力端に接続される直流電源の出力を昇圧して出力端に接続される負荷に所定の直流出力を供給する電源装置において、
入力コンデンサ、リアクトル、ダイオード、スイッチ素子および出力コンデンサをそれぞれ具備して構成される第１、第２の昇圧回路を有し、該第１、第２の昇圧回路の各リアクトル同士が磁気的に結合されるように構成されるとともに、該第１の昇圧回路の入力コンデンサと該第２の昇圧回路の入力コンデンサとを直列に接続した一対の入力コンデンサの各両端を入力端とし、該第１の昇圧回路の出力コンデンサと該第２の昇圧回路の出力コンデンサとを直列に接続した一対の出力コンデンサの各両端を出力端とし、該出力コンデンサ同士の接続端を中間電圧端として構成される昇圧回路と、
前記昇圧回路を制御する制御回路と、
前記第１、第２の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧、または、前記一対の入力コンデンサおよび前記一対の出力コンデンサの両端電圧のうちのいずれかの両端電圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段と、
を備え、
前記制御回路は、前記電圧計測手段の計測結果に基づいて前記第１、第２の昇圧回路の各スイッチ素子を同時にオン／オフ制御することを特徴とする電源装置。
前記昇圧回路の出力端および中間電圧端に３レベルインバータの入力端を接続し、該３レベルインバータの出力がローパスフィルタを介して交流電源に接続可能となるように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記３レベルインバータの出力電流が該３レベルインバータの出力端から流出する方向のときには、前記第１、第２の昇圧回路のうち、前記直流電源の正極側に接続される昇圧回路に具備される入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基づいて該第１、第２の昇圧回路にそれぞれ具備される各スイッチ素子のオン時比率を制御し、
前記３レベルインバータの出力電流が該３レベルインバータの出力端に流入する方向のときには、前記第１、第２の昇圧回路のうち、前記直流電源の負極側に接続される昇圧回路に具備される入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基づいて該第１、第２の昇圧回路にそれぞれ具備される各スイッチ素子のオン時比率を制御することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
入力端に接続される直流電源の出力を昇圧して出力端に接続される負荷に所定の直流出力を供給する電源装置において、
入力コンデンサ、リアクトル、ダイオード、スイッチ素子および出力コンデンサをそれぞれ具備して構成される第１、第２の昇圧回路を有し、該第１、第２の昇圧回路の各リアクトル同士が磁気的に結合されるように構成されるとともに、該第１の昇圧回路の入力コンデンサと該第２の昇圧回路の入力コンデンサとを直列に接続した一対の入力コンデンサの各両端を入力端とし、該第１の昇圧回路の出力コンデンサと該第２の昇圧回路の出力コンデンサとを直列に接続した一対の出力コンデンサの各両端を出力端とし、該出力コンデンサ同士の接続端を中間電圧端として構成される昇圧回路と、
前記昇圧回路を制御する制御回路と、
前記第１、第２の昇圧回路の各入力コンデンサおよび各出力コンデンサの両端電圧を直接的または間接的に計測する電圧計測手段と、
を備え、
前記制御回路は、前記電圧計測手段の計測結果に基づいて前記第１の昇圧回路のスイッチ素子と前記第２の昇圧回路のスイッチ素子とを異なるタイミングで動作させることを特徴とする電源装置。
前記昇圧回路の出力端および中間電圧端に３レベルインバータの入力端を接続し、該３レベルインバータの出力がローパスフィルタを介して交流電源に接続可能となるように構成されていることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
前記３レベルインバータの出力電流が該３レベルインバータの出力端から流出する方向のときには、前記第１、第２の昇圧回路のうち、前記直流電源の正極側に接続される昇圧回路に具備される入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基づいて該第１、第２の昇圧回路にそれぞれ具備される各スイッチ素子のオン時比率を制御し、
前記３レベルインバータの出力電流が該３レベルインバータの出力端に流入する方向のときには、前記第１、第２の昇圧回路のうち、前記直流電源の負極側に接続される昇圧回路に具備される入力コンデンサおよび出力コンデンサの各両端電圧に基づいて該第１、第２の昇圧回路にそれぞれ具備される各スイッチ素子のオン時比率を制御することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。