JPS62210861A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの直列運転方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 この発明は、直流電源に対して直列に接続されている複
数のＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧の分担を平衡させ
るＤＣ−ＤＣコンバータの直列運転方式に関する。

〔従来技術とその問題点〕

直流電源からの直流電力を、これとは絶縁された所望電
圧の直流電力に変換するのがＤＣ−ＤＣコンバータであ
って、これには各種の回路がある。

第４図はＤＣ−ＤＣコンバータの各種の例を示す回路図
であって、第４図（イ）はフォワード形ＤＣ−ＤＣコン
バータと称されるもの、！４図（ロ）はフライバック形
ＤＣ−ＤＣコンバータと称されるもの、第４図（うはブ
リッジインバータ形ＤＣ−ＤＣコンバータと称されるも
のであるが、負荷が大容量の場合、あるいは直流電源の
電圧が高い場合などでは、１組のＤＣ−ＤＣコンバータ
では容量あるいは電圧が不足となるので、複数のＤＣ−
ＤＣインバータを電源に対して直列に接続して使用する
ことになる。

第５図は２組のＤＣ−ＤＣコンバータを直列接続する場
合の主回路接続図であって、入力フィルタコンデンサ２
と３とを直列接続したものを直流電源１に接続して電源
電圧を分割し、入力フィルタコンデンサ２には符号４な
るＤＣ−ＤＣコンバータ（以下では正極側コンバータと
呼称する）の入力側を並列に接続し、入力フィルタコン
デンサ３には符号５なるＤＣ−ＤＣコンバータ（以下で
は負極側コンバータと呼称する）の入力側を並列に接続
するのであるが、これら正極側コンバータ４の出力側と
負極側コンバータ５の出力側とを相互に並列接続したの
ち、出力コンデンサ６を介して負荷７に変換された直流
電力を供給する。ここで正極側コンバータ４と負極側コ
ンバータ５は、たとえば第４図に示す回路構成のＤＣ−
ＤＣコンバータが使用される。

ところで第５図に示すように複数のＤＣ−ＤＣコンバー
タの入力側を電源に対して直列に接続して使用する場合
、各ＤＣ−ＤＣコンバータの制御パルス幅に存在する差
異に起因してそれぞれの入力フィルタコンデンサの電圧
に不平衡を生じ、従ってそれぞれのＤＣ−ＤＣコンバー
タの出力容量にアンバランスを生じるという欠点がある
。

第６図は２組のフォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータをそ
の入力側で直列接続して運転する従来例を示す回路図で
あって、この第６図により上述のアンバランスが生じる
理由を以下に説明する。ただしフォワード形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの回路構成とその動作は周知であることから
、これらの詳細説明は省略する。

第６図において、入力フィルタコンデンサ２と３とが直
列に接続されており、この直列回路に直流電源１が接続
されている。入力フィルタコンデンサ２には正極形コン
バータ４の入力側が並列に接続されているが、この正極
側コンバータ４はスイッチング素子としてのトランジス
タ４１、整流ダイオード４２、還流ダイオード４３、平
滑リアクトル４４および変圧器６で構成されている。ま
た、スイッチング素子としてのトランジスタ５１と整流
ダイオード５２と還流ダイオード５３と平滑リアクトル
父ならびに変圧器間とで構成されている負極側コンバー
タ５の入力側が入力フィルタコンデンサ３に並列に接続
され、これら正極側コンバータ４の出力側と負極側コン
バータ５の出力側とが相互に並列接続され、出力コンデ
ンサ６を介して負荷７に直流電力を供給する。

第６図に示す従来例回路では直流電源１の電圧Ｅの変動
に対し、負荷７に与えられる出力電圧Ｅ０が常に一定値
を維持するように正極側コンバータ４のトランジスタ４
１および負極側コンバータ５のトランジスタ５１の導通
率を調節するのであるが、その制御回路は電圧設定器１
１、出力電圧検出器１２、自動電圧調整器１３、パルス
発生回路１４およびベース駆動回路１５と１６とで構成
されていて、電圧設定器１１で設定する電圧と出力電圧
検出器１２で検出さく５） れる出力電圧Ｅ０との偏差を自動電圧調整器１３に与え
ると、この自動電圧調整器１３はその入力偏差を零にす
る制御信号をパルス発生回路１４に出力する。

パルス発生回路１４は自動電圧調整器１３からの出力に
対応して変化する制御パルス信号を発生し、ベース駆動
回路１５はこの制御パルス信号を増幅してトランジスタ
４１を駆動し、同様にベース駆動回路１６も制御パルス
信号を増幅してトランジスタ５１を駆動する。かくして
トランジスタ４１と５１は上述の制御回路からの信号に
よりオン・オフ制御されてその導通幅を制御し、出力電
圧Ｅ０を電圧設定器１１で設定している電圧に一致させ
るように動作する。

ところでベース駆動回路１５　、１６にはそれぞれ固有
の動作遅れがあり、またトランジスタ４１　、５１もそ
れぞれにターンオフ時のストレージ時間などが存在する
ために、パルス発生回路１４が出力する制御パルス信号
幅αに対して、トランジスタ４１　、５１の実際の導通
率はこのαよりも大となる。さらにベース駆動回路１５
と１６との間には動作遅れ時間ににもストレージ時間の
ばらつきがあるため、トランジスタ４１の導通率α１と
トランジスタ５１の導通率へとの間にはΔαなる差異を
生じることとなる。

第７図は第６図に示す従来例回路において制御パルス信
号に対するトランジスタの導通率をあられした動作波形
図であって、第７図（イ）はパルス発生回路１４から出
力される制御パルス信号の波形を、第７図←）はトラン
ジスタ４１を流れる電流ｉ４の波形を、第７図（ハ）は
トランジスタ５１を流れる電流ｉ、の波形をそれぞれが
あられしており、この第７図から明かなように、トラン
ジスタ４１と５１がオンしている期間は制御パルス信号
よりも長（、かつ両者の時間幅にはΔαなる差異がある
。

第８図は第７図に示すような導通率差異があるときに第
６図に示す従来例回路の動作をあられした動作波形図で
あって、第８図（イ）は正極側コンバータ４の動作を示
すもので、トランジスタ４１の電流波形ｉ４が実線で、
また平滑リアクトル必を流れる電流波形ｉ６が破線で描
かれている。また第８図ランジスタ５１の電流波形１．
が実線で、平滑リアクトルシを流れる電流波形量、が破
線で描かれている。

また第８図においては初期状態の動作波形が左側に、定
常状態における動作波形が右側に図示されている。

トランジスタ４１と５１との導通率に第７図に示すよう
にΔαの差がある場合の動作を第６図と第８図にもとづ
き、以下に説明する。なお説明を簡単にするために、変
圧器４５、団それぞれの１次巻線と２次巻線との巻数比
はいずれも１対１であるものとする。またｉ、、ｉＩｌ
はトランジスタ４１と５１の電流を、ｉ、、ｉ７は平滑
リアクトル４４　、５４の電流をあられし、Ｉ６Ａと１
７人は平滑リアクトル４４　、５４を流れる電流ｔｌｌ
ｌｔ７の平均値をあられしている。

入力フィルタコンデンサ２の電圧Ｅ！と入力フィルタコ
ンデンサ３の電圧Ｅ３の電圧が等しく、トランジスタ４
１と５１の初期電流が等しい場合を初期状態とすると、
第８図の初期状態のところで図示のように、それぞれの
トランジスタの導通率が同一でないことから、トランジ
スタ４１の電流ｉ４による電荷量と、トランジスタ５１
の電流ｌ、による電荷量とではΔαに相当する斜線部だ
け負極側コンバータ５の方が多くなる。ここで各部分の
電流は下記の（１）式に示す関係にある。

ＩＩＡ　”＝　　”２Ａ　　”　　Ｉ４Ａ　−’ａｋ　
　”　　夏５人　・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・（１）ただしＩＩＡは入力電流の平均値、１２
人に入力フィルタコンデンサ２の電流平均値、■３Ａは
入力フィルタコンデンサ３の電流平均値ｓ　　”４Ａは
トランジスタ４１の電流平均値、’Ｂｋはトランジスタ
５１の電流平均値である。

前述したように１４人（Ｉｓ人であることから１２人）
Ｉａ人となることが（１）式から導かれる。このことは
入力フィルタコンデンサ２の充電電荷量が入力フィルタ
コンデンサ３のそれよりも大であることを示しており、
結局第７図に示す導通率の差Δαにより人力フィルタコ
ンデンサ２の電圧Ｅ！の方が電圧Ｅ、よりも高くなり、
電圧分担が不平衡になることを示している。

このような初期状態から過渡状態を経て定常状態におち
ついたところが第８図の右側に図示されている。この定
常状態では両入力フィルタコンデンサ２と３の電圧は前
述したようにＥｓ＞Ｅｓであってこの電圧は一定してい
る。よってこれら入力フィルタコンデンサ２，３の電流
の平均値は下記の（２）式の関係にある。

Ｉ２Ａ　−Ｉｓ人−〇　　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（２）この（２）式と（１）式とから（
３）式が得られる。

ＩＩＡ　−１４Ａ−１６Ａ・曲・曲・曲・四囲曲・曲・
叩・・・曲（３）すなわち定常状態においてはトランジ
スタ電流ｉ４と量、それぞれの平均値（第８図定常状態
に図示の斜線部の面積）は等しい。このことから下記の
（４）式の関係が得られる。

Ｉ６Ａ・α、−１７Ａ・α１・・・・・・・四囲用・曲
・四囲・四囲（４）ここでα１．α、はそれぞれトラン
ジスタ４１　、５１の導通率であり、１６人は平滑リア
クトル４４の平均電流すなわち正極側コンバータ４の出
力電流であり、１７人は平滑リアクトルシの平均電流す
なわち負極側コンバータ５の出力電流である。

正極側コンバータ４の出力容量をＷｌ、負極側コンバー
タ５の出力容量をＷ２とすると、Ｗｌ　−１６Ａ・ＥＯ
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（５
）Ｗ２−　Ｉ７Ａ・Ｅｏ　　・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（６）（４）式、（５）式ペロ
）式から下記の（７）式が得られる。

すなわち両コンバータ４と５の出力容量の不平衡はそれ
ぞれのトランジスタ４１と５１の導通率で定まることが
わかる。そこで上記の各式を用いて入力電圧の不平衡を
求めると ここで１２人−Ｉｓ＆なる関係があることから下記の（
９）式が得られる。

すなわちトランジスタ４１と５１の導通率がそれぞれα
１とα２であるならば、入力フィルタコンデンサ２と３
の電圧の比Ｅ２／Ｅ３　、ならびに正極側コンバータ４
の出力容量と負極側コンバータ５の出力容量との比Ｗｔ
／Ｗ２はそれぞれα１汐２に反比例していることがわか
る。

それ故この導通率α１とα２の差が大きいと、入力フィ
ルタコンデンサ２と３の電圧の不平衡が大となり、コン
デンサ電圧の高い方に接続されているＤＣ−ＤＣコンバ
ータに用いられる半導体素子の電圧責務が厳しくなるの
で、この電圧不平衡分を考慮して入力フィルタコンデン
サや半導体素子ならびに周辺機器には高耐圧のものを選
定することになり、これが装置の大形化や価格の上昇を
まねく欠点がある。さらに導通率の差異に起因して各Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力容量の不平衡も大となり、出
力容量が大となる方のＤＣ−ＤＣコンバータに使用する
各種半導体素子、変圧器、平滑リアクトルなどは、不平
衡がないときに比して大きな電流容量のものが必要にな
るばかりでなく発生損失も犬となり、このためにも装置
の大形化・高価格化をもたらす欠点を有する。

〔発明の目的〕

この発明は、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを直列接続し
て使用する場合の入力電圧の不平衡や出力容量の不平衡
を解消できるＤＣ−ＤＣコンバータの直列運転方式を提
供することを目的とする。

〔発明の要点〕

この発明は、入力電圧をコンデンサで分割し、それぞれ
のコンデンサＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を並列に接
続するとともにその出力側同士を直列または並列に接続
して運転する場合に、上述の各コンデンサが分担すべき
電圧を定めておき、任意のコンデンサの実際の電圧との
間にアンバランスを生じたとき、この電圧アンバランス
を修正する方向に動作する調節信号を発生させ、前記の
任意コンデンサに並列接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ
では自動電圧調整信号に応じて動作する制御パルス発生
回路に上述の電圧アンバランスを修正する調節信号を加
算入力させることにより、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの
制御パルス幅を制御してそのトランジスタの導通率が他
のトランジスタの導通率と同じになるようにして入力コ
ンデンサ電圧の不平衡やＤＣ−ＤＣコンバータ出力容量
の不平衡を１へしようとするものである。

〔発明の実施例〕

第１図は本発明の実施例を示す回路図であって、２組の
フォワード形ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を直列に接
続し、出力側は並列接続して運転する場合を示している
。すなわち入力フィルタコンデンサ２と３とを直列に接
続して直流電源１の電圧を分割し、トランジスタ４１と
整流ダイオード４２と還流ダイオード４３と平滑リアク
トル材と変圧器４５とで構成された正極側コンバータ４
の入力側を入力フィルタコンデンサ２に並列に接続し、
同様にトランジスタ５１．整流ダイオード５２．還流ダ
イオード５３．平滑リアクトルＭならびに変圧器部で構
成された負極側コンバータ５の入力側を入力フィルタコ
ンデンサ３に並列接続するとともに両コンバータ４と５
の出力側は相互に並列接続し、出力コンデンサ６を介し
て負荷７に変換された直流電力を供給するようにしてい
るのは前述の従来例回路（第６図参照）の場合と同じで
ある。また出力電圧を設定する電圧設定器１１、出力電
圧ＥＯを検出する出力電圧検出器１２、これら設定電圧
と検出器圧との偏差を入力してこの入力偏差を零にする
制御信号を出力する自動電圧調整器１３を備えているこ
とも第６図に示す従来例回路と同じであるから、これら
の動作についての説明は省略する。

本発明においては入力フィルタコンデンサの全電圧から
個々のコンデンサが分担すべき電圧の目標値を検出する
電圧目標値検出器２１と、任意の入力フィルタコンデン
サ（第１図に示す実施例回路では負極側にある符号３な
る入力フィルタコンデンサ）の電圧の実際値を検出する
電圧実際値検出器ｎを備えていて、この電圧目標値と電
圧実際値との偏差を電圧調節器器に入力させることによ
り、この電圧調節器器からは入力偏差を零にする制御信
号を出力させ、この制御信号と自動電圧調整器１３から
の出力信号とを加算したものを任意の、すなわち符号３
なる入力フィルタコンデンサに並列接続されている負極
側コンバータ５の制御パルス信号を発生させる制御パル
ス発生回路列に入力させて、負極側コンバータ５のトラ
ンジスタ５１の導通率を変化させるようにしている。

すなわち入力フィルタコンデンサ２の電圧は一人カフィ
ルタコンデンサ３の電圧はＥｓであるから全電圧はＥ２
　＋　Ｅｓであり、従ってそれぞれの入力フィルタコン
デンサが分担すべき電圧目標値は（Ｅ２＋　Ｅｓ）　／
２であって、電圧目標値検出器２１はこの電圧目標値（
Ｅ２　＋　Ｅ）／２を検出する。一方電圧実際値検出器
ｎは符号３なる入力フィルタコンデンサの電圧Ｅ３を検
出している。ここでトランジスタ４１の導通率へとトラ
ンジスタ５１の導通率α２とには前述の従来例回路での
説明の同様にΔαなる差があってα２〉αｌであるとす
るならば、（９）式からＥ！　：）　Ｅｓとなる。すな
わち符号２なる入力フィル／２と電圧実際値検出器ｎが
検出する電圧実際値Ｅ。

との大小関係は４０式となる。

Ｅ２　　＋　　Ｅｓ □〉Ｅｓ　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・００
）電圧調節器ｎは（１０）式の左辺と右辺との偏差を入
力して、この入力偏差を零にする制御信号、すなわち入
力フィルタコンデンサ３の電圧Ｅ３を増大させる方向の
電圧−ΔＶを発生する。それ数制御パルス発生回路あに
入力する信号は自動電圧調整器１３の出力よりもΔＶだ
け小となるので、この制御パルス発生回路列が出力する
パルス幅は、自動電圧調整器１３の出力がその才ま入力
されるパルス発生回路１４から出力されるパルス幅より
も小となり、従ってトランジスタ４１に流れる電流波形
ｉ４と、トランジスタ５１に流れる電流波形ｉ、とが等
しくなる方向に制御され、この両電流波形量４と１．が
等しくなったとき内入力フィルタコンデンサ電圧Ｅ２と
Ｅ。

とは等しくなる。両軍圧Ｅ！とＥ、とが等しくなれば電
圧調節器器に入力する偏差は零となり、この電圧調節器
器は入力偏差が零になった時点における出力を保持しつ
づけることとなる。

上述の動作により制御パルス発生回路列が出力するパル
ス幅は短縮されるので、出力電圧Ｅｏはその分だけ減少
することになるが、この出力電圧Ｅ。

の減少は電圧設定器１１が設定する電圧との偏差となっ
て自動電圧調整器１３の出力を増大させることにより、
自動的に補償される。

第２図は第１図に示す実施例回路における各部の動作を
あられした動作波形図であって、第２図（イ）は自動電
圧調整器１３の出力を、第２図（ロ））は制御パルス発
生回路列の入力を、第２図（ハ）はパルス発生回路１４
の出力を、第２図に）は制御パルス発生回路Ｕの出力を
、第２図（ホ）はトランジスタ４１を流れる電流波形ｉ
４を、第２図（へ）はトランジスタ５１を流れる電流波
形ｉ、をそれぞれがあられしている。またこの第８図の
左側は初期状態での動作波形を、右側は定常状態での動
作波形をそれぞれが示している。

この第２図であきらかなように、当初は自動電圧調整器
１３からの出力によりパルス発生回路１４と制御パルス
発生回路スはともにαなる幅のパルス信号を出力するの
であるが、ターンオフ時のストレージ時間のばらつきな
どにより、トランジスタ４１の導通率はα、に、トラン
ジスタ５１の導通率は偽に増大し、両導通率にはΔαな
る差を生じている。

そのためにそれぞれの入力フィルタコンデンサ電圧が不
平衡となるが、この不平衡分を電圧調節器器に入力させ
て、自動電圧調整器１３の出力にこの電圧調整器ｎの出
力である一ΔＶを加算したものを制御パルス発生回路Ｕ
の入力とする（第２図（ロ）参照）ことにより、この制
御パルス発生回路脚が出力するパルス幅は、パルス発生
回路１４が出力するパルスの幅よりΔαだけ小さくなる
のでトランジスタ４１と５１の導通率は等しくなり、従
って入力フィルタコンデンサ２と３の電圧Ｅ、とＥ３と
の不平衡は解消できる。なおこのとき出力電圧ＥＯが低
下するのを補償するべく自動電圧調整器１３の出力は初
期状態のときよりも増大しており、従ってパルス発生回
路１４が出力するパルスの幅は、初期状態におけるパル
ス幅αよりも大となる。

なお、第１図に示す本発明の実施例回路では、電圧実際
値検出器ｎを電圧が低下する側の入力フィルタコンデン
サ３に設けてその電圧を検出するようにしているが、こ
れとは逆に電圧が上昇する符号２なる入力フィルタコン
デンサ側に設け、電圧調節器器の出力を制御パルス発生
回路脚の入力信号に加算するような構成にしても同様の
効果を発揮するのはもちろんである。さらに本発明の実
施例回路は２組のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側は直列
接続、出力側は並列接続の場合で説明しているが、より
多数のＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を直列接続した場
合でも本発明の主旨は適用できるし、これらコンバータ
の出力側を直列接続した場合でも本発明の主旨が適用で
きる。

第３図は２方式ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示す回路
図であって、第３図（イ）は２石式フォワード形ＤＣ−
ＤＣコンバータを、第３図（ロ）は２方式フライバック
形ＤＣ−ＤＣコンバータをそれぞれが示している。

本発明では、この第３図に示す２方式ＤＣ−ＤＣコンバ
ータにも適用できるし、スイッチング素子としてトラン
ジスタ以外の半導体スイッチ素子たとえばゲートターン
オフサイリスタなどを使用できることは勿論である。

〔発明の効果〕

この発明によれば、入力コンデンサを直列に接続して直
流電圧を分割し、各コンデンサに別個にＤＣ−ＤＣコン
バータの入力側を並列接続するとともに、これらコンバ
ータの出力側は相互に並列接続あるいは直列接続して構
成されている装置を運転するにあたって、各入力コンデ
ンサの電圧アンバランスを抑制する方向の電圧調節信号
を各ＤＣ−−ＤＣコンバータの導通率を制御子る信号に
加算することにより各ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチ
ング素子の導通率を等しくして入力コンデンサの電圧ア
ンバランスとＤＣ−ＤＣコンバータの出力容量アンバラ
ンスを解消させることができるので、このようなアンバ
ランスが存在していた従来の装置にくらべて、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに使用する機器や半導体素子の耐電圧や電
流容量を低減させることができるので、装置の小形化と
価格を低減できる効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す回路図であり、第２図は
第１図に示す実施例回路における各部の動作をあられし
た動作波形図、第３図は２石式ＤＣ−ＤＣコンバータの
一例を示す回路図である。 第４図はＤＣ−ＤＣコンバータの各種の例を示す回路図
であり、第５図は２組のＤＣ−ＤＣコンバータを直列接
続する場合の主回路接続図、第６図は２組のフォワード
形ＤＣ−ＤＣコンバータをその入力側で直列接続して運
転する従来例を示す回路図、第７図は第６図に示す従来
例回路において制御パルス信号に対するトランジスタの
導通率をあられした動作波形図であり、第８図は第７図
に示すような導通率差異があるときに第６図に示す従来
例回路の動作をあられした動作波形図である。 １・・・直流電源、２．３・・・入力フィルタコンデン
サ、４・・・正極側コンバータ、５・・・負極側コンバ
ータ、６・・・出力コンデンサ、７・・・負荷、１】・
・・電圧設定器、１２・・・出力電圧検出器、１３・・
・自動電圧調整器、１４・・・パルス発生回路、１５　
、１６・・・ベース駆動回路、２１・・・電圧目標値検
出器、ρ・・・電圧実際値検出器、３・・・電圧調節器
、冴・・・制御パルス発生回路、４１．５１・・・スイ
ッチング素子としてのトランジスタ、４２．５２・・・
整流ダイオード、　４３　、５３・・・還流ダイオード
、躬５４・・・平滑リアクトル、４５　、５５・・・変
圧器。 第４図 １１５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １）複数のコンデンサを直列接続して直流電源に接続し
   、スイッチング素子により変圧器１次巻線に印加される
   直流電力をオン・オフすることで当該変圧器の２次巻線
   から整流素子を介して直流電力を取出すようにしている
   ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側を前記各コンデンサのそ
   れぞれに別個に並列に接続するとともに、当該ＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの出力側は相互に直列接続あるいは並列接
   続し、この出力側電圧を所定値に維持するための自動電
   圧調整信号を前記各ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチン
   グ素子に共通に与えてその導通率を調整しているＤＣ−
   ＤＣコンバータの直列運転方式において、前記直列接続
   コンデンサに印加されている全電圧から個々のコンデン
   サが分担すべき電圧目標値を求め、かつ各コンデンサご
   とにコンデンサ印加電圧の実際値を検出し、前記電圧目
   標値と任意コンデンサの電圧実際値との偏差を零にする
   電圧調節信号を求めて前記自動電圧調整信号に加算し、
   前記の任意コンデンサに並列接続されているＤＣ−ＤＣ
   コンバータのスイッチング素子の導通率を上記加算結果
   にもとづいて調節することを特徴とするＤＣ−ＤＣコン
   バータの直列運転方式。