JPH0626474B2 - コンバータ装置 - Google Patents
コンバータ装置Info
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- JPH0626474B2 JPH0626474B2 JP63097298A JP9729888A JPH0626474B2 JP H0626474 B2 JPH0626474 B2 JP H0626474B2 JP 63097298 A JP63097298 A JP 63097298A JP 9729888 A JP9729888 A JP 9729888A JP H0626474 B2 JPH0626474 B2 JP H0626474B2
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- Japan
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はコンバータ装置に関するもので、詳しくは２台
のフォワード形変換回路を並列に接続した時の、各々の
フォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正する手
段を備えるコンバータ装置に関するものである。
のフォワード形変換回路を並列に接続した時の、各々の
フォワード形変換回路の入力電流の不平衡を補正する手
段を備えるコンバータ装置に関するものである。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題） 従来のコンバータ装置において、その回路構成は出力電
力の大きさによって決められるが、使用するスイッチン
グ素子の容量あるいはトランス，リアクトルの大きさ等
により小型化、軽量化を計るため２台のフォワード形変
換回路の入力及び出力部を並列に接続することにより、
出力容量の大容量化を計ることが行われている。
力の大きさによって決められるが、使用するスイッチン
グ素子の容量あるいはトランス，リアクトルの大きさ等
により小型化、軽量化を計るため２台のフォワード形変
換回路の入力及び出力部を並列に接続することにより、
出力容量の大容量化を計ることが行われている。
第３図は従来例のコンバータ装置を示すブロック図であ
る。図において12，22はスイッチング回路、13，23はト
ランス、14，24は整流平滑出力回路である。スイッチン
グ回路12，トランス13，整流平滑出力回路14及びスイッ
チング回路22，トランス23，整流平滑出力回路24にてそ
れぞれ１台のフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０を構成
している。前記各々のフォワード形変換回路Ａ０及びＢ
０の入力及び出力は、それぞれ共通に入力１及び出力２
に接続されている。
る。図において12，22はスイッチング回路、13，23はト
ランス、14，24は整流平滑出力回路である。スイッチン
グ回路12，トランス13，整流平滑出力回路14及びスイッ
チング回路22，トランス23，整流平滑出力回路24にてそ
れぞれ１台のフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０を構成
している。前記各々のフォワード形変換回路Ａ０及びＢ
０の入力及び出力は、それぞれ共通に入力１及び出力２
に接続されている。
入力１に直流電圧Ｖｉを入力し、スイッチング回路12及
び22により高周波変換し、トランス13及び23にて絶縁及
び電圧変換を行ない、整流平滑出力回路14及び24にて整
流平滑し出力２に安定な直流電圧Ｖｏを得る。
び22により高周波変換し、トランス13及び23にて絶縁及
び電圧変換を行ない、整流平滑出力回路14及び24にて整
流平滑し出力２に安定な直流電圧Ｖｏを得る。
２台のフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０の各々の回路
定数が等しく、かつスイッチング回路12及び22のスイッ
チング素子の動作がまったく同じであれば２台のフォワ
ード形変換回路Ａ０及びＢ０内の電圧，電流波形は同じ
となる。
定数が等しく、かつスイッチング回路12及び22のスイッ
チング素子の動作がまったく同じであれば２台のフォワ
ード形変換回路Ａ０及びＢ０内の電圧，電流波形は同じ
となる。
ところが実際のフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０では
それぞれの回路定数やスイッチング素子の動作をまった
く同一にすることは不可能であるため電圧，電流に不平
衡を生ずる。
それぞれの回路定数やスイッチング素子の動作をまった
く同一にすることは不可能であるため電圧，電流に不平
衡を生ずる。
例えばスイッチング素子のキャリア蓄積効果による蓄積
時間はスイッチング素子の個々の差によりばらつきを生
ずる。それ故コンバータ装置の動作周波数が高い場合、
あるいはスイッチング素子の通流率が小さい場合、特に
出力短絡状態においては各スイッチング素子の蓄積時間
の差が導通時間とくらべて無視できなくなるので、それ
ぞれのフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０内の電流の不
平衡が著しくなる。
時間はスイッチング素子の個々の差によりばらつきを生
ずる。それ故コンバータ装置の動作周波数が高い場合、
あるいはスイッチング素子の通流率が小さい場合、特に
出力短絡状態においては各スイッチング素子の蓄積時間
の差が導通時間とくらべて無視できなくなるので、それ
ぞれのフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０内の電流の不
平衡が著しくなる。
２台のフォワード形変換回路Ａ０及びＢ０の出力側が並
列接続されているので、それぞれのフォワード形変換回
路Ａ０及びＢ０の出力電流の和は負荷電流に等しく一定
電流である。それ故、例えば一方のフォワード形変換回
路Ａ０のスイッチング素子12のスイッチング電流が大と
なれば、他方のフォワード形変換回路Ｂ０のスイッチン
グ素子22のスイッチング電流は必然的に小となり、スイ
ッチング素子12及び22の蓄積時間の差はさらに拡大され
るので電流の不平衡はますます拡大される。平衡状態で
運転している時にくらべて過大な電流が流れるフォワー
ド形変換回路Ａ０及びＢ０ではスイッチング素子12，22
の大容量なものが必要となり、さらに配線インダクタン
スによるサージ電圧も上昇し図示されていないスナバ回
路も大きなものが必要となる。
列接続されているので、それぞれのフォワード形変換回
路Ａ０及びＢ０の出力電流の和は負荷電流に等しく一定
電流である。それ故、例えば一方のフォワード形変換回
路Ａ０のスイッチング素子12のスイッチング電流が大と
なれば、他方のフォワード形変換回路Ｂ０のスイッチン
グ素子22のスイッチング電流は必然的に小となり、スイ
ッチング素子12及び22の蓄積時間の差はさらに拡大され
るので電流の不平衡はますます拡大される。平衡状態で
運転している時にくらべて過大な電流が流れるフォワー
ド形変換回路Ａ０及びＢ０ではスイッチング素子12，22
の大容量なものが必要となり、さらに配線インダクタン
スによるサージ電圧も上昇し図示されていないスナバ回
路も大きなものが必要となる。
このため従来はトランス13，23の出力電流を平衡させる
バランス用リアクトル３を挿入する手段がとられている
が、大容量のリアクトルを必要とし、効率の低下をまね
く欠点があり、装置の小形軽量化，経済性，信頼性の向
上に制約を与えていた。
バランス用リアクトル３を挿入する手段がとられている
が、大容量のリアクトルを必要とし、効率の低下をまね
く欠点があり、装置の小形軽量化，経済性，信頼性の向
上に制約を与えていた。
本発明の目的は上記の欠点を改善するために提案された
もので、２台のフォワード形変換回路の直流入力及び直
流出力部を並列に接続した時、各々のフォワード形変換
回路の入力電流の不平衡を補正して、装置の大形化や効
率の低下をまねくことなしに入力電流の平衡化を行う並
列接続形コンバータ装置を提供することにある。
もので、２台のフォワード形変換回路の直流入力及び直
流出力部を並列に接続した時、各々のフォワード形変換
回路の入力電流の不平衡を補正して、装置の大形化や効
率の低下をまねくことなしに入力電流の平衡化を行う並
列接続形コンバータ装置を提供することにある。
（課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するため、本発明は１８０度の位相差
をもって動作する２台のフォワード形変換回路の直流入
力及び直流出力部を並列に接続し、直流入力電圧を、制
御された直流出力電圧に変換するコンバータ装置におい
て、前記２台のフォワード形変換回路の入力電流を検出
する変換器と、前記交流器の出力を整流する整流回路
と、前記コンバータ装置の出力電圧を帰還し、電圧の基
準値との誤差を検出する誤差増幅器の出力と前記整流回
路からの出力とが与えられ、２つの入力を比較し、整流
回路からの出力と誤差増幅器からの出力との大きさに応
じて、出力パルスの幅を制御するＰＷＭ比較部と、前記
ＰＷＭ比較部からの出力が与えられ、同期回路の信号と
の積の信号によって、前記それぞれの変換回路のスイッ
チを制御するする信号を発生するパルス分配回路とを備
えたことを特徴とするコンバータ装置を発明の要旨とす
るものである。
をもって動作する２台のフォワード形変換回路の直流入
力及び直流出力部を並列に接続し、直流入力電圧を、制
御された直流出力電圧に変換するコンバータ装置におい
て、前記２台のフォワード形変換回路の入力電流を検出
する変換器と、前記交流器の出力を整流する整流回路
と、前記コンバータ装置の出力電圧を帰還し、電圧の基
準値との誤差を検出する誤差増幅器の出力と前記整流回
路からの出力とが与えられ、２つの入力を比較し、整流
回路からの出力と誤差増幅器からの出力との大きさに応
じて、出力パルスの幅を制御するＰＷＭ比較部と、前記
ＰＷＭ比較部からの出力が与えられ、同期回路の信号と
の積の信号によって、前記それぞれの変換回路のスイッ
チを制御するする信号を発生するパルス分配回路とを備
えたことを特徴とするコンバータ装置を発明の要旨とす
るものである。
（実施例） 以下本発明の実施例について説明する。なお、実施例は
一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲で
種々の変異あるいは改良を行いうることは言うまでもな
い。
一つの例示であって、本発明の精神を逸脱しない範囲で
種々の変異あるいは改良を行いうることは言うまでもな
い。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図において、フォワード形変換回路Ａ１及びＢ１の主
回路は第３図と同様に入力１に直流電圧Ｖｉを入力し、
スイッチング回路12，22により高周波変換し、トランス
13，23で絶縁及び電圧変換を行い整流平滑出力回路14，
24にて整流平滑し、出力２に安定な直流電圧Ｖ０を得
る。
１図において、フォワード形変換回路Ａ１及びＢ１の主
回路は第３図と同様に入力１に直流電圧Ｖｉを入力し、
スイッチング回路12，22により高周波変換し、トランス
13，23で絶縁及び電圧変換を行い整流平滑出力回路14，
24にて整流平滑し、出力２に安定な直流電圧Ｖ０を得
る。
本発明にあっては２台のフォワード形変換回路Ａ１及び
Ｂ１に流れる電流を検出するために、一方はその入力電
流を、もう一方はその入力電流が逆極性となるように接
続され２つ入力電流の差に比例した出力を出す変流器４
が設けられている。変流器４により検出された電流は整
流回路31により全波整流され、電圧信号に変換され、電
流比較部33に入力され、誤差増幅器34の出力であるエラ
ー信号の閾値との比較を行う。誤差増幅器34はコンバー
タ装置の出力２より出力電圧Ｖｏを帰還し、出力電圧の
基準32の基準値との誤差増幅を行い誤差出力信号を閾値
として出力する。ＰＷＭ比較部35は発振部36よりスイッ
チング回路12，22の動作周波数の２倍の周波数と同じク
ロック信号を受け、前記スイッチング回路12，22へ送出
する信号の立上りのタイミングを決める。電流比較部33
で整流回路31の出力である電流波形と誤差増幅器34の出
力であるエラー信号との大小関係の比較がなされ、整流
器31よりの出力電流の値が誤差増幅器34からのエラー信
号の値以上になると電流比較部33よりパルス出力がＰＷ
Ｍ比較部35に送出される。ＰＷＭ比較部35で電流比較部
33の出力信号によりスイッチング回路12または22へ送出
する信号の立下りのタイミングを決め、ＰＷＭ比較部35
の出力信号のオン時間を制御する。また、同期信号回路
37によりＰＷＭ比較部35の信号を分配する同期信号を出
し、この同期信号とＰＷＭ比較部35よりの出力をパルス
分配回路38，39に入力し、このパルス分配回路によって
２つの入力信号のａｎｄ信号をパルス分配回路よりスイ
ッチング回路12，22のスイッチング素子の制御信号とし
て送出する。
Ｂ１に流れる電流を検出するために、一方はその入力電
流を、もう一方はその入力電流が逆極性となるように接
続され２つ入力電流の差に比例した出力を出す変流器４
が設けられている。変流器４により検出された電流は整
流回路31により全波整流され、電圧信号に変換され、電
流比較部33に入力され、誤差増幅器34の出力であるエラ
ー信号の閾値との比較を行う。誤差増幅器34はコンバー
タ装置の出力２より出力電圧Ｖｏを帰還し、出力電圧の
基準32の基準値との誤差増幅を行い誤差出力信号を閾値
として出力する。ＰＷＭ比較部35は発振部36よりスイッ
チング回路12，22の動作周波数の２倍の周波数と同じク
ロック信号を受け、前記スイッチング回路12，22へ送出
する信号の立上りのタイミングを決める。電流比較部33
で整流回路31の出力である電流波形と誤差増幅器34の出
力であるエラー信号との大小関係の比較がなされ、整流
器31よりの出力電流の値が誤差増幅器34からのエラー信
号の値以上になると電流比較部33よりパルス出力がＰＷ
Ｍ比較部35に送出される。ＰＷＭ比較部35で電流比較部
33の出力信号によりスイッチング回路12または22へ送出
する信号の立下りのタイミングを決め、ＰＷＭ比較部35
の出力信号のオン時間を制御する。また、同期信号回路
37によりＰＷＭ比較部35の信号を分配する同期信号を出
し、この同期信号とＰＷＭ比較部35よりの出力をパルス
分配回路38，39に入力し、このパルス分配回路によって
２つの入力信号のａｎｄ信号をパルス分配回路よりスイ
ッチング回路12，22のスイッチング素子の制御信号とし
て送出する。
第２図は第１図に示す実施例回路の各部の動作を説明す
る動作波形図であって、第２図のＡはフォワード形変換
回路Ａ１及びＢ１の入力電流の波形を表し、上側は一方
の直流−直流変換回路の入力電流、下側はもう一方の入
力電流を示している。第２図のＢはＡなる波形を整流回
路31にて整流した信号波形であって、その大きさがｂで
示されている。第２図のＣは誤差増幅器34の出力であり
出力電圧と出力電圧の基準32とのエラー信号でありその
大きさがｃで示されている。出力電圧が定電圧に制御さ
れている時はほぼ一定の値となっている。第２図のＤは
発振器36の出力のクロック信号であり、ＰＷＭ比較部35
の出力信号Ｅの立上りのタイミングを決めている。この
立上り点より入力電流Ａが流れ出す。第２図のＢ及びＣ
において、入力電流の信号波形であるｂの値がｃの値よ
り大となった時、電流比較部33よりＰＷＭ比較部35に信
号が出力され、出力信号Ｅの立下りタイミングを決めて
いる。第２図のＦ及びＧはＥの信号を分配するための同
期信号である。ＥとＦとより一方のフォワード形変換回
路のスイッチング回路への出力信号Ｈを作る。また、Ｅ
とＧとより前記出力信号Ｈより 180゜位相のずれたもう
一方のフォワード形変換回路のスイッチング回路への出
力信号Ｊを作る。
る動作波形図であって、第２図のＡはフォワード形変換
回路Ａ１及びＢ１の入力電流の波形を表し、上側は一方
の直流−直流変換回路の入力電流、下側はもう一方の入
力電流を示している。第２図のＢはＡなる波形を整流回
路31にて整流した信号波形であって、その大きさがｂで
示されている。第２図のＣは誤差増幅器34の出力であり
出力電圧と出力電圧の基準32とのエラー信号でありその
大きさがｃで示されている。出力電圧が定電圧に制御さ
れている時はほぼ一定の値となっている。第２図のＤは
発振器36の出力のクロック信号であり、ＰＷＭ比較部35
の出力信号Ｅの立上りのタイミングを決めている。この
立上り点より入力電流Ａが流れ出す。第２図のＢ及びＣ
において、入力電流の信号波形であるｂの値がｃの値よ
り大となった時、電流比較部33よりＰＷＭ比較部35に信
号が出力され、出力信号Ｅの立下りタイミングを決めて
いる。第２図のＦ及びＧはＥの信号を分配するための同
期信号である。ＥとＦとより一方のフォワード形変換回
路のスイッチング回路への出力信号Ｈを作る。また、Ｅ
とＧとより前記出力信号Ｈより 180゜位相のずれたもう
一方のフォワード形変換回路のスイッチング回路への出
力信号Ｊを作る。
第２図において、時刻ｔ０以前は前記２台のフォワード
形変換回路Ａ１及びＢ１のそれぞれの入力電流か平衡し
ている場合であり、時刻ｔ０以降は一つのフォワード形
変換回路の入力電流が増加した時スイッチング回路への
出力信号の動作波形をあらわしている。
形変換回路Ａ１及びＢ１のそれぞれの入力電流か平衡し
ている場合であり、時刻ｔ０以降は一つのフォワード形
変換回路の入力電流が増加した時スイッチング回路への
出力信号の動作波形をあらわしている。
スイッチング回路12及び22の部品のばらつき及びスイッ
チング素子の動作時間のばらつきにより、一方のフォワ
ード形変換回路の入力電流が増加すると、第２図におい
てＡのフォワード形変換回路の一方の検出電流が増加
し、整流後の波形Ｂが大きくなり、大きさを示すｂが大
となる（波形Ｂ′）。このｂの値が誤差増幅器34の出力
ｃより大きくなった点で、電流比較部33よりＰＷＭ比較
部35に信号が出力されて、ＰＷＭ比較部35の出力Ｅが早
く立下り、Ｅのパルス幅が狭くなる。この結果、同期信
号回路37とパルス分配回路38，39で作られるスイッチン
グ回路への信号Ｈのパルス幅が短くなる。この結果、ス
イッチング回路の導通幅である出力信号の幅を短くし増
加した電流値を小さくするように動作し、２台のフォワ
ード形変換回路Ａ１及びＢ１の入力電流が均等に制御さ
れることになる。
チング素子の動作時間のばらつきにより、一方のフォワ
ード形変換回路の入力電流が増加すると、第２図におい
てＡのフォワード形変換回路の一方の検出電流が増加
し、整流後の波形Ｂが大きくなり、大きさを示すｂが大
となる（波形Ｂ′）。このｂの値が誤差増幅器34の出力
ｃより大きくなった点で、電流比較部33よりＰＷＭ比較
部35に信号が出力されて、ＰＷＭ比較部35の出力Ｅが早
く立下り、Ｅのパルス幅が狭くなる。この結果、同期信
号回路37とパルス分配回路38，39で作られるスイッチン
グ回路への信号Ｈのパルス幅が短くなる。この結果、ス
イッチング回路の導通幅である出力信号の幅を短くし増
加した電流値を小さくするように動作し、２台のフォワ
ード形変換回路Ａ１及びＢ１の入力電流が均等に制御さ
れることになる。
（発明の効果） 叙上のように本発明によれば、２台のフォワード形変換
回路の並列に接続して、各々のフォワード形変換回路の
出力電流の２倍の出力電流を得るコンバータ装置におい
て、各々のフォワード形変換回路の入力電流の大きさに
対応して一方のフォワード形変換回路のスイッチング回
路の素子の導通時間を短縮させるようにし、一方のフォ
ワード形変換回路のスイッチング回路の素子の導通時間
を延長させるようにして部品のばらつきあるいはスイッ
チング回路の素子の蓄積時間のばらつきを起因して生ず
る２台のフォワード形変換回路の相互間の不平衡電流を
抑制する。
回路の並列に接続して、各々のフォワード形変換回路の
出力電流の２倍の出力電流を得るコンバータ装置におい
て、各々のフォワード形変換回路の入力電流の大きさに
対応して一方のフォワード形変換回路のスイッチング回
路の素子の導通時間を短縮させるようにし、一方のフォ
ワード形変換回路のスイッチング回路の素子の導通時間
を延長させるようにして部品のばらつきあるいはスイッ
チング回路の素子の蓄積時間のばらつきを起因して生ず
る２台のフォワード形変換回路の相互間の不平衡電流を
抑制する。
さらに、変換回路相互の電流を１ケの変流器で検出し、
その出力の整流回路、及びその出力と誤差増幅器の出力
の比較で行う電流比較部を各々１組で行う事により、回
路の簡略化，経済化が図れる。また１組で行う事により
誤差の発生がなく各々のフォワード形変換回路の入力電
流を高精度で均等に抑制することができる。
その出力の整流回路、及びその出力と誤差増幅器の出力
の比較で行う電流比較部を各々１組で行う事により、回
路の簡略化，経済化が図れる。また１組で行う事により
誤差の発生がなく各々のフォワード形変換回路の入力電
流を高精度で均等に抑制することができる。
特にスイッチング素子の通流率が小さい場合、即ち、出
力の短絡状態においてその効果は大きい。この結果、２
台のフォワード形変換回路は相互間の入力電流の平衡が
図れる為、スイッチング素子等の主回路部品が不平衡電
流を見込んで大きいものを使う必要がなく、経済化が図
れ、各素子の電流等がバランスする為、発熱等も等しく
なり、高信頼性化が図れる。
力の短絡状態においてその効果は大きい。この結果、２
台のフォワード形変換回路は相互間の入力電流の平衡が
図れる為、スイッチング素子等の主回路部品が不平衡電
流を見込んで大きいものを使う必要がなく、経済化が図
れ、各素子の電流等がバランスする為、発熱等も等しく
なり、高信頼性化が図れる。
結果として、主回路にリアクトルを挿入する必要なく大
容量のスナバ回路の追加を必要とせず、コンバータ装置
の小形軽量化，経済性，信頼性の向上を計ることができ
る。
容量のスナバ回路の追加を必要とせず、コンバータ装置
の小形軽量化，経済性，信頼性の向上を計ることができ
る。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図の実施例の動作を説明する動作波形図、第３図は
従来のコンバータ装置を示すブロック図である。 １……入力 ２……出力 ４……変流器 12，22……スイッチング回路 13，23……トランス 14，24……整流平滑出力回路 31……整流回路 32……出力電圧の基準 33……電流比較部 34……誤差増幅器 35……ＰＷＭ比較部 36……発振部 37……同期信号回路 38，39……パルス分配回路
第１図の実施例の動作を説明する動作波形図、第３図は
従来のコンバータ装置を示すブロック図である。 １……入力 ２……出力 ４……変流器 12，22……スイッチング回路 13，23……トランス 14，24……整流平滑出力回路 31……整流回路 32……出力電圧の基準 33……電流比較部 34……誤差増幅器 35……ＰＷＭ比較部 36……発振部 37……同期信号回路 38，39……パルス分配回路
Claims (1)
- 【請求項１】１８０度の位相差をもって動作する２台の
フォワード形変換回路の直流入力及び直流出力部を並列
に接続し、直流入力電圧を、制御された直流出力電圧に
変換するコンバータ装置において、前記２台のフォワー
ド形変換回路の入力電流を検出する変流器と、前記変流
器の出力を整流する整流回路と、前記コンバータ装置の
出力電圧を帰還し、電圧の基準値との誤差を検出する誤
差増幅器の出力と前記整流回路からの出力とが与えら
れ、２つの入力を比較し、整流回路からの出力と誤差増
幅器からの出力との大きさに応じて、出力パルスの幅を
制御するＰＷＭ比較部と、前記ＰＷＭ比較部からの出力
が与えられ、同期回路の信号との積の信号によって、前
記それぞれの変換回路のスイッチを制御する信号を発生
するパルス分配回路とを備えたことを特徴とするコンバ
ータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63097298A JPH0626474B2 (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63097298A JPH0626474B2 (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01270769A JPH01270769A (ja) | 1989-10-30 |
| JPH0626474B2 true JPH0626474B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=14188588
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63097298A Expired - Fee Related JPH0626474B2 (ja) | 1988-04-20 | 1988-04-20 | コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0626474B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5905369A (en) * | 1996-10-17 | 1999-05-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Variable frequency switching of synchronized interleaved switching converters |
| JP4442145B2 (ja) * | 2003-07-10 | 2010-03-31 | ソニー株式会社 | 電源装置 |
| JP4608284B2 (ja) * | 2004-11-02 | 2011-01-12 | フォスター電機株式会社 | 力率改善装置 |
| JP5652908B2 (ja) * | 2010-09-14 | 2015-01-14 | 富士通テレコムネットワークス株式会社 | フォワード型スイッチング電源装置とフォワード型スイッチング電源装置の駆動方法 |
| JP6553985B2 (ja) * | 2015-08-21 | 2019-07-31 | 東洋電機製造株式会社 | 電力変換装置 |
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1988
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