KR920003761B1 - 무정전 전원장치 - Google Patents

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찌히로 오까도
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가부시끼가이샤 도시바
아오이 죠이찌
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Abstract

내용 없음.

Description

무정전 전원장치
제 1 도는 본 발명에 의한 무정정 전원장치(UPS)의 일실시예를 나타내는 개통도.
제 2 도는 제 1 도에 보인 장치의 각 구성 부분의 신호 파형도.
제 3 도는 본 발명의 다른 실시예에서 제 1 도와 다른 부분을 나타내는 개통도.
제 4 도는 제 3 도의 장치의 동작신호 파형도.
제 5 도는 본 발명의 다른 실시예에서 제 1 도와 다른 부분을 나타내는 개통도.
제 6 도는 본 발명의 다른 실시예에서 제 1 도와 다른 부분을 나타내는 개통도.
제 7 도는 본 발명의 또 다른 실시예의 회로도.
제 8 및 9 도는 제 7 도의 장치의 동작을 설명하기 위한 파형도 및 특성도.
제 10 도는 본 발명의 또다른 실시예의 회로 개통도.
제 11 도는 종래의 USP용 제어장치의 일예를 나타내는 회로도.
본 발명은 상용전원의 고장 또는 정전대비로 설치되는 무정전 전원장치(Uninteruptible Power Source : UPS)관한 것이다.
소형 컴퓨터들이나 사무자동화(OA)장치가 일반화됨에 따라 소용량의 UPS가 증가추세로 사용되고 있다. 종래의 UPS의 회로배열의 일예는 제 11 도에 도시되어 있다.
이 도면으로부터 볼 수 있는 바와같이, 상용 전원(201)으로부터의 교류(a.c.)전원은 역률개선 리엑터(202)와 다이오드 브리지(203)를 통해 직류(d.c.)전원으로 변환된다. 변환된 d.c. 전원은 캐패시터(204)에 의해 평활되어 d.c. 전원이 된다. 상용전원이 정전될때 받데리(205)로부터 d.c. 전원이 다이오드(206)를 통해 유도된다. 받데리(205)는 상용전원이 정상상태에 있을때 충전기(207)로부터 충전된다.
캐패시티(212)는 상원전원으로부터 리액터(208), 전류검출기(209), FET(210) 및 다이오드(211)로 구성된 승압쵸퍼(chopper)를 통해 충전된다. 그의 충전전압은 스위칭 IC(229)와 구동회로(230)를 통해 제어된다.
그밖에, 그의 충전전류는 전류검출기(209)에 의해 검출되어 IC(229)로 귀환되며, 그에 의해 전류제한 동작이 수행된다.
캐패시터(212)양단의 전압은 PWM(펄스폭 변조)에 의해 제어된 인버터 브리지(213)를 통하여 정전압 및 일정 주파수의 a.c. 전압으로 변환된다. 그렇게 얻은 a.c. 전압은 캐패시터(215)로 구성되는 필터를 통해 UPS전압으로서 출력된다.
출력된 UPS의 위상과 전압은 다음과 같이 제어된다.
즉, 상용전원(201)의 전압위상은 트랜스포머(216)를 통해 검출되며, 결국 검출된 전압위상은 PLL회로를 구성하는 동기회로(218)를 통해 카운터(219)를 사용하여 발진기(217)의 출력을 주파수 분할하여 얻은 출력과 동기된다. 따라서, 메모리(220)내에 기억된 정현파는 D/A 변환기(221)에 입력되어 상용전원과 동기되는 정현파전압(V221)이 제공된다.
D/A 변환기(221)는 중배형이다. UPS의 출력전압은 변압기(225)를 통해 검출된다. 결국 검출된 전압은 정류회로(226)에 의해 d.c. 전압으로 변환된 다음 전압설정기(227)에 의해 설정된 전압설정값과 비교된다. 증폭기(228)를 사용하여 그들간의 오차를 증폭하여 얻은 전압(V228)은 D/A 변환기(221)로 입력된다. 결국, 상용전원과 동기하며 크기에 있어 전압(V228)과 비례하는 정현파 기준전압(V221)이 D/A 변환기(221)의 출력으로서 얻어진다. 기준전압(V221)은 비교기(223)에서 삼각파 발생기(222)의 출력(V222)과 비교되어 PWM신호(V223)는 구동회로(224)를 통해 인버터 브리지(213)의 FET를 구동시킨다. 따라서, 기준전압(V221)에 비례하는 a.c. 출력이 얻어진다.
그러나 상술한 종래의 회로에서는 상용전원으로부터의 a.c. 전원이 다이오드 브리지(203)과 캐패시터(204)로 구성되는 캐패시터 입력형 정류회로에 의해 정류되기 때문에 전원의 입력파형이 저하되므로 결국 역률이 저하되어 입력용량을 증가시키게 된다. 이를 방지하기 위해 리액터(202)가 삽입되지만 만일 그의 값이 너무 클 경우 d.c. 전원 회로의 전압이 낮아져서 사용할 수 없게 된다.
이러한 이유때문에, 실용상 문제점이 없는 범위내에서만 리액터가 사용될 수 있다. 예를들어 UPS의 1KVA의 출력용량에 대해 상용전원으로부터의 입력용량은 약 2KVA의 값으로 증가된다.
이를 방지하기 위해 상용전원의 입력전류를 정현파 전류로 바꾸도록 정현파를 사용하여 FET(210)를 PWM제어하는 방법이 사용된다. 그러나, 받데리(205)에 대한 충전 및 방전회로의 제어 및/또는 정현파의 전류기준을 형성하는 방법은 UPS에서 복잡해지기 때문에 그러한 방법은 경제적인 측면에서 문제가 있다.
본 발명의 목적은 상술한 문제점들을 해결함으로써 고역률을 갖는 UPS장치를 제공하는데 있다.
본 발명에 의하면, 상용전원으로부터의 입력전류는 정현파를 사용하여 사실상 역률 1을 갖게해주면, d.c. -a.c. 변환기의 d.c. 측에 제공되는 캐패시터 또는 받데리를 통해 리플 전류가 흐르지 않고, 또한 상용 전원이 정전될시에 받데리 용량을 최대로 사용하여 백엎(보충)시간을 길게해 줄 수 있는 합리적으로 동작가능한 UPS제어장치가 제공된다.
제 1 도는 본 실시예에 의한 UPS장치의 일실시예를 나타내는 개통도이다. 이 도면에서, 다이오드 브리지(3)의 상용전원의 입력측상에는 입력전류(I)내의 더 높은 고조파 성분을 제거하기 위한 캐패시터(14)가 병렬로 연결되어 있다.
제 1 도에 보인 회로 배열은 다이오드(3)의 출력이 승압쵸퍼회로(5)의 입력에 연결되고, 승압쵸퍼회로(5)의 출력이 캐패시터(6)와 인버터회로(8)의 입력에 연결되고, 또한 인버터회로(8)의 출력이 필터(9)를 통해 출구 또는 콘센트(10)에 연결되는 점에 있어 제 11 도의 것과 동일하다.
본 실시예에서, 받데리(12), SSR(고체 릴레이)을 사용하는 스위치회로(16)및 다이오드(13)로 구성되는 직렬회로는 다이오드 브리지(3)와 병렬로 연결되어 있다. 또한, 충전회로(15)는 승압쵸퍼회로(5)의 +측 출력단과 받데리(12)간에 연결된다. 그밖에 상용전원의 정상상태와 그의 비정상상태간을 판별하는 레벨검출기(17)는 충전회로(15)와 스위치회로(16)에 공통으로 연결된다.
상용전원의 입력측에는 상용전원과 동상의 정현파를 디지탈 신호의 형으로 출력시키는 전원동기회로(18)가 연결된다. 전원동기회로(18)의 출력은 승압쵸퍼 제어회로(9)와 인버터 제어회로(20)에 입력된다.
전원동기회로(18)는 PLL회로, 정현파형에 대응하는 데이타를 기억하기 위한 메모리(18d)등으로 구성되며, 여기서 PLL회로는 a.c. 입력전압의 영교차시간과 디지탈 신호의 영교차시간간을 비교하여 그들간의 위상차를 검출하기 위한 전원동기회로(18a), 상술한 위상차의 비례정수값에 대응하는 펄스신호를 발생시키기 위한 발진회로(18b), 그리고 펄스신호를 카운트하기 위한 카운트(18c)로 구성된다.
승압쵸퍼 제어회로(19)는 증폭회로(19a), 디지탈-아나로그(D/A)변환회로(19b), 전류정파회로(19c), 비교기(19d), 그리고 FET(5b)를 스위칭시키기 위한 PWM구동회로(19e)로 구성된다.
인버터 제어회로(20)는 정류회로(20a), a.c. 출력전압(제2기준전압)을 설정하기 위한 전압설정회로(20b), 증폭회로(20c), 디지탈-아나로그 D/A 변환기(20d, 삼각파 발생회로(20e), 비교회로(20f), 비교회로(20f)와 FET(8a-8d)를 스위칭 동작시키기 위한 구동회로(20g)등으로 구성된다.
본 실시예에서 UPS장치는 상술한 바와같이 구성된다. 상용전원 전압으로서 역할하는 입력전압(V)은 변압기를 통해 동기회로(18a)에 입력된다. 따라서 0에서 설정값까지의 계수신호가 입력전압의 매주기마다 카운터(18c)로부터 출력된다. 계수신호에 응답하여 정현파형에 대응하는 디지탈 데이타가 메모리(18d)로부터 순차적으로 판독되어 출력된다.
즉, 입력전압(V)의 위상과 동기하는 동기 정현파신호(S)는 메모리(18d)로 부터 출력된다.
승압쵸퍼 제어회로(19)의 증폭기회로(19a)는 제 2c 도에 보인 바와같은 오차신호를 출력시키도록 캐패시터(6)의 양단전압(Va)과 사전에 설정된 설정전압(제1기준전압)(Vb)간의 차를 나타내는 오차전압을 증폭시킨다.
D/A 변환기(19b)는 제 2d 도에 보인 바와같은 전류기준신호(Vd)로서 오차신호(Vc)와 상술한 동기정현파신호(S)의 곱셈값을 나타내는 아나로그 신호를 출력시킨다.
전파정류회로(19c)는 전류기준신호(Vd)를 전파정류하여 전파정류된 신호를 출력시킨다. 비교회로(19d)는 전파정류된 전류기준신호(Vd)와 전류검출기(5d)에 의해 검출된 리액터(5a)에 흐르는 전류신호를 비교하여 그들간의 차를 나타내는 오차신호를 출력시킨다. PWM 구동회로(19e)는 오차신호(Ve)의 값에 대응하는 동작비를 갖는 펄스신호에 따라 FET(5b)의 온오프동작을 행한다.
따라서, 다이오드 브리지(3)에 의해 정류된 d.c. 전압은 승압 쵸퍼회로(5)에 의해 승압되며, 그에 의해, 제 2 d.c. 전압이 캐패시터(6)양단에서 얻어진다. 이 경우에, FET(5b)를 온오프 스위칭 동작시키기 위해 펄스신호의 동작비는 동기정현파신호(S)의 레벨에 의해 변동되기 때문에 PWM 변조는 입력전압(V)와 동기하여 수행되며, 또한, 상기 동작비는 캐패시터(6)양단의 전압(Va)에 따라 제어된다. 따라서 전압(Va)은 그것이 설정된 전압(Vb)과 동일하도록 조정된다.
다른한편 인버터 제어회로(20)의 정류회로(20a)는 출력전압레벨(Vf)을 검출하도록 트랜스포머를 통해 UPS장비의 a.c. 출력전압을 정류시킨다.
증폭회로(20c)는 출력전압레벨(Vf)과 전압설정회로(20b)에 설정된 전압(Vg)간의 오차를 증폭시켜 오차신호(Vh)를 출력시킨다. D/A 변환회로(20d)는 제 2e 도에 보인 바와같은 전압기준신호(Vi)로서 동기 정현파신호(S)와 오파신호(Vh)의 곱셈값을 나타내는 아나로그 신호를 출력시킨다.
삼각파 발생회로(20e)는 예를들어 입력전압(V)의 주파수보다 훨씬 큰 10KHz정도의 고정 주파수를 갖는 삼각파신호(Vj)를 출력시킨다. 비교회로(20f)는 전압기준신호(Vi)와 삼각파신호(Vj)간을 비교하여 PWM신호(Vk)를 출력 시킨다. PWM신호(Vk)에 응답하여 구동회로(20g)는 FET들(8a-8d)을 온오프 스위칭 해준다. 따라서, 캐패시터(6)양단의 d.c. 전압(Va)은 인버터회로(8)에 의해 a.c. 전압으로 변환된다. 결국 얻어진 a.c. 전압은 필터회로(9)를 통과하게 되므로 보다 높은 고조파 성분이 필터회로(9)에 의해 제거되어 출력단(10)으로 출력된다. 이 경우에 인버터 제어회로(20)는 동기 정현파신호(S)와 동기하여 인버터회로(8)를 PWM제어하기 때문에 a.c. 출력전압은 입력전압(V)과 동상이 된다. 그밖에, 설정된 출력전압(Vg)은 통상적으로 a.c. 출력전압이 일정하도록 설정되기 때문에 일정 a.c. 출력전압이 취출된다. 출력단(10)에는 컴퓨터와 같은 장치가 연결된다. 그러한 장치는 상용전원이 사용되는 경우와 동일한 방식으로 상술한 a.c. 출력전압에 의해 사용될 수 있다.
제 1 도에 보인 회로에서, 제 11도에 보인 종래의 회로에 제공된 평활 캐패시터(4)는 제거된다. 그밖에, 이 회로에서 승압쵸퍼 제어회로(19)는 입력전압(V)과 동상의 동기 정현파신호(S)와 동기하여 승압쵸퍼회로(5)를 제어하며, 인버터 제어회로(20)는 또한 동기 정현파신호(S)와 동기하여 인버터 회로(8)를 제어한다.
따라서, 제 2f 도에 보인 바와같이 상용전원으로부터의 입력전류(I)는 입력전압(V)과 파형이 동일하게 되고 또한 후자와 동상이 된다. 따라서, UPS장치의 역률은 거의 1이 된다. 그 결과로서 역률은 제 11 도에 보인 종래의 예에 비교해 크게 개선된다.
상용전원이 정상상태하에서, 충정전회로(15)가 동작되어 승압쵸퍼회로(5)의 출력전압은 충전회로(15)를 통해 받데리(12)로 유도된다. 그에 의해 받데리(12)가 충전된다.
그러한 상태에서, 만일 상용전원이 정전되어 입력전압(V)이 제 2a 도에 보인 바와같이 0이 될 경우, 승압쵸퍼회로(5)의 입력 또한 0이 되므로 캐패시터(6)의 충전동작 또한 정지된다. 따라서, 캐패시터(6)양단의 전압(Va)이 캐패시터(6)의 방전으로 인해 점진적으로 낮아지기 때문에 증폭회로(19a)로 부터 출력된 오차신호(Vc)는 제 2c 도에 보인 바와같이 상승한다.
오차신호(Vc)가 예정레벨을 초과할때 레벨검출회로(17)는 제 2g 도에 보인 바와같이 "H"레벨의 정전검출신호(V1)를 출력시킨다. 충전회로(15)가 이러한 전원정전 검출신호(V1)를 수신할때 그것은 받데리(12)의 충전동작을 정지한다. 그밖에, 스위치회로(16)가 정전검출신호(V1)를 수신하면 그것은 내부 스위치회로를 폐쇄시킨다. 따라서, 받데리(12)의 d.c. 전압이 다이오드(13)를 통해 승압쵸퍼 회로(5)에 입력되므로 승압쵸퍼회로(5)는 받데리(12)의 전압을 상승시키므로 캐패시터(6)가 충전된다.
따라서, 캐패시터(6)양단의 전압(Va)은 초기값으로 회복된다. 그러나, 받데리(12)의 전압은 다이오드 브리지(3)를 사용하여 입력전압(V)을 정류시켜 얻은 d.c. 전압보다 약간 낮도록 설정된다. 이러한 이유때문에 승압쵸퍼회로(5)에 의해 승압되어 캐패시터(6)로 출력되는 전압(Va)은 정전 이전보다 약간 작다. 따라서, 오차 전압(Vc)은 제 2c 도에 보인 바와같이 약간 상승한다.
한편, 상용전원이 정전될때 전원동기회로(18)는 제 2b 도에 보인 바와같이 동기정현파신호(S)를 연속으로 출력시킨다(이 기능은 공지된 기술이므로 그의 설명은 생략한다). 승압쵸퍼 제어회로(19)는 상술한 것과 동일한 방식으로 동기정현파신호(S)와 동기하여 승압쵸퍼회로(5)를 제어한다. 이때에 증폭회로(19a)로부터 출력된 오차신호(Vc)는 정전이전보다 약간 크기 때문에 전류기준신호(Vd)의 레벨은 제 2d 도에 보인 바와 같이 커짐을 알 수 있다. 따라서, 그 레벨에 대응하는 전류가 제 2h 도에 보인 바와같이 리액터(5a)내에 흐르게 된다.
또한 인버터 제어회로(20)는 상술한 것과 동일한 방식으로 동기정현파신호(S)와 동기하여 인버터회로(8)를 제어한다. 따라서, 캐패시터(6)양단의 d.c. 전압이 정전이전의 것과 동일한 a.c. 전압으로 변환되므로 순간 정전없이 연속적으로 유도된다. 이때 캐패시터(6)양단의 전압(Va)은 전술한 바와같이 정전이전보다 낮지만 출력전압 레벨(Vf)을 제어하여 설정된 출력전압(Vg)과 동일하게 되기 때문에 그것은 설정값에 유지됨을 주지해야 한다.
정전이 복원됐다고 가정하면, 다이오드 브리지(3)로부터의 d.c. 전압은 다시 확립된다. 이 d.c. 전압은 받데리(12)의 전압보다 약간 크기 때문에, 승압쵸퍼회로(5)의 출력전압(Va)도 또한 어느정도 상승한다. 따라서, 증폭회로(19a)로부터 출력된 오차신호 (Vc)가 낮아지므로 레벨 검출회로(17)는 "L"레벨의 정전검출신호(V1)를 출력시킨다. 정전검출신호(V1)가 "L"레벨로 이전될때 스위치회로(16)는 다이오드(13)로 흐르는 전류가 0이 됐을때 폐쇄된다. 그밖에, 정전신호(V1)가 "L"레벨로 이전할때 충전회로(15)는 받데리(12)의 충전 동작을 개시하여 정격상태 동작으로 복원된다.
상용전원이 정전되는 것을 제외하고 전압이 비정상 상태로 인해 예정된 레벨이하로 저하될 경우에도 또한 전압강하가 레벨검출기(17)에 의해 검출되므로 그에 의해 상술한 것과 동일한 동작이 수행될 것이다.
바로 위에 기술된 바와같이, 본 실시예에서, 다이오드 브리지(3)의 출력측의 평활캐패시터는 제거된다. 결국 상용전원의 입력전압(V)과 동기하는 동기정현파신호(S)는 동기정현파 신호와 동기하여 승압쵸퍼회로(5)와 인버터회로(8)를 동작시키고 또한 그의 신호파형을 기준으로 PWM 제어를 행하도록 준비된다. 따라서, 입력전류(I)의 파형은 입력전압(V)의 파형과 유사해지므로 UPB장치의 역률은 거의 1이 된다. 따라서, 상용전원으로부터 UPS장치로의 입력전류를 UPS장치로부터 각종 장치로의 출력전류와 거의 동일하게 되므로 결국 상용전원 또는 출력단의 전원분배장치의 용량을 증가시킬 필요성이 제거된다.
충전회로(15)는 상용전원이 정전될때 받데리(12)의 충전동작을 정지시키기 때문에, 받데리(12)가 승압된 d.c. 전압에 의해 다시 충전되는 경우와 같이 전력손실이 제거되므로 전원의 사용효율을 증가시켜준다. 스위치회로(16)에서, TRIAC를 사용하는 SSR들은 스위칭소자용으로 사용된다. TTL레벨(0, 5V)의 제어신호를 사용하여 회로를 온오프시킬 수 있는 SSR들은 시장에서 저가이다.
통상적으로, 그것은 TRIAC을 제어하기 위해 펄스트랜스포머등을 사용하는 복잡한 점화회로를 구성해야 되나 SSR을 사용하므로써 전원이 정전될때만 폐쇄되는 스위치회로를 쉽게 구성하는 것이 가능하다.
제 3 도는 본 발명에 의한 UPS장치의 또 다른 실시예를 나타낸다. 이 도면에 보인 장치는 전원이 비정상 상태일때 정전검출신호(Vm)를 출력시키도록 상용전원의 전압강하와 그의 전원정전을 검출하는 정전검출회로(21)와, 정전검출회로(21)로부터의 정전검출신호(VI)와 레벨검출기(17)로부터의 정전검출신호(Vm)을 입력시키는 OR회로(22)를 구비하고 있어 OR회로(22)의 출력에 의해 충전회로(15)와 스위치회로(16)을 제어할 수 있다.
이 회로에 의하면 상용전원상태를 전원정전검출회로(20)에 의해 신속히 검출할 수 있다. 그밖에도 다이오드 브리지(3) 등의 고장으로 인해 d.c. 전압을 취할 수 없을 경우에, 레벨검출회로(17)에 의해 비정상 상태를 검출할 수 있으므로, 상술한 실시예에서 언급한 방식으로 받데리(12)로부터 d.c. 전압을 공급하는 것이 가능하다.
또한 제 2c 도를 참조하여 이미 설명한 바와같이, 증폭기(19a)의 출력인 오차전압(Vc)이 상용전원의 비정상상태시에 제 4a 도에 보인 바와같이 정상상태시보다 더 커진다.
제 3 도에 보인 회로구성에는, 이 오차전압(Vc)이 입력되어 상용전원의 비정상상태시 특정레벨로 전이하는 신호(Vn)를 출력하는 레벨 검출회로(19f)가 구비되어 있다. 그밖에도, 신호(Vn)와 전파정류회로(19c)로부터 출력되는 전류기준신호를 가산하여 제 4c 도에 보인 전류기준신호를 출력하는 가산회로(19g)가 구비되어 있어 비교기(19d)에 전류기준신호(Vo)를 공급한다.
이 회로에 의하면, 스위치회로(16)에 흐르는 전류는 상용전원의 비정상 조건상태에서 0이 아니기 때문에 스위치회로(16)에 부합된 TRIAC이 일단 도통되면, 그 온상태는 전원의 비정상상태가 복원될때까지 계속하게 되므로 안정된 동작상태가 된다. 그밖에, 전원이 받데리(12)로부터 공급될 때 취출된 전류내에 a.c 성분이 내포되지 않는 그러한 시스템은 효율이 더 좋다.
또한 사이리스터(23)를 제 5 도에 보인 바와같이 다이오드(13)와 스위치회로(16)대신 사용함으로서 상술한 것과 동일한 방식으로 방전회로를 개폐할 수도 있다. 그밖에, 제 5 도에 보인 바와같이 충전회로(24)가 다이오드 브리지(3)의 출력측으로부터 다이오드(25)를 통해 연결되므로 그의 접합부에 캐패시터(26)를 제공할 수 있다. 따라서, 상용전원이 정상상태에 있을때만 다이오드(25)로부터 충전회로(24)내로 전류가 흐르기 때문에 제 1 도에 보인 회로 구성에서 필요했던 충전회로의 온 오프제어의 필요성이 제거된다.
또한 3상 입력단중 하나에 스위치회로(16)로부터 출력된 d.c. 출력을 연결하기 위해 다이오드 브리지(3) 대신 다이오드(3a-3f)로 구성되는 3상 다이오드 브리지를 사용하는 회로 구성을 적용할 수도 있다.
승압쵸퍼회로(5)의 리액터(5a)는 입력 d.c. 전압이 높을때 고인덕턴스를 가질 필요가 있고, 또한 상술한 리액터는 그러한 입력 d.c. 전압이 낮을때 충분히 작은 인덕턴스를 갖지만 대전류용량을 가질 필요가 있음을 주지해야 한다. 따라서, 받데리(12)의 전압이 다이오드 브리지(3)로부터 출력된 d.c. 전압보다 훨씬 작을 경우에, 리액터(5a)는 고인덕턴스와 대전류 용량을 가질 필요가 있으므로 결국 사이즈가 커진다.
그러한 경우에, 다이오드 브리지(3)로부터 출력된 d.c. 전압을 낮추기 위해 상용전원의 입력뒤에 또 다른 리액터를 제공할 수도 있다. 그렇게함으로써 리액터(5a)의 인덕턴스를 감소시킬 수 있으므로 사이즈가 작은 리액터를 사용할 수 있다.
제 7 도는 본 발명의 또 다른 실시예를 나타낸다.
본 실시예에서 필터용 캐패시터(141)와 다이오드 브리지(103)는 상용전원(101)에 연결되며, 리액터(108)와 FET(110)로 구성되는 승압쵸퍼는 다이오드(103)의 d.c. 측에 연결되므로서 캐패시터(112)를 d.c. 출력으로 충전시킬 수 있다.
본 실시예에서, 쵸퍼출력의 기준전압(VR)과 쵸퍼출력전압(Vc)간의 오차는 증폭기(131)에 의해 증폭된다. 증폭된 오차전압은 인버터 기준전압용 D/A 변환기(121)와 병렬로 연결된 증배형의 D/A 변환기(132)의 아나로그 입력으로서 작용한다. D/A 변환기(132)의 출력(V132)은 전파정류회로(133)을 통해 전압(V133)으로 변환된다. 변환된 전압(V133)은 스위치(134)의 a접촉부(134a)를 통해 쵸퍼기준전류(VS)로서 비교기(135)에 입력된 다.
한편, 증폭기(131)의 출력(V131)은 스위치(134)의 b접촉부를 통해 쵸퍼기준전류(VS)로서 작용한다.
상술한 기준전류(VS)와 전류검출기(109)에 의해 검출된 쵸퍼전류신호(V109)는 히스테리시스를 갖는 비교기(135)에서 서로 비교된다. 비교기(135)의 출력은 구동회로(130)를 통해 쵸퍼용 FET(110)를 온오프 동작시킨다.
받데리(105)의 양극측은 사이리스터(138)를 통해 다이오드 브리지(103)의 양극측에 연결된다. 상용전원의 정전이 정전검출기(136)에 의해 검출되면 사이리스터(138)가 점화회로(137)에 의해 도통되므로 그에 의해 쵸퍼회로의 전원으로서 받데리(105)가 연결된다.
정전검출신호는 b접촉부(134b)를 폐쇄시키도록 OR회로(139)를 통해 스위치(134)를 차단시킨다. 한편, 비동기 또는 비동기화 검출기(140)는 동기회로(118)의 전원에 대해 비동기화 이동을 검출하여 OR회로(139)를 통해 스위치(134)를 차단시키므로 b접촉부(134b)가 폐쇄된다.
동기화회로(118)와 발진기(117)에 의해 상용전원과 동기된 정현파를 발생시켜 카운터(119)를 사용하여 발생된 정현파를 카운트한 다음 카운트된 값을 메모리(120)를 통해 중배형의 D/A 변환기(121)에 입력시킴으로서, 인버터 기준출력전압(V121)이 D/A 변환기(121)의 출력으로서 얻어진다.
상술한 기준전압(V121)은 증배형의 D/A 변환기(121)의 설정값에 대한 인버터 출력전압의 오차를 증폭시켜 얻은 출력으로 정현파를 변화시킴으로서 변동된다.
인버터의 출력전압은 공지된 회로의 사용하는 인버터 브리지(113)에 PWM제어를 행하도록 비교기(123)에서 기준전압(V121)과 삼각파발생기(122)로부터 출력된 삼각파간을 비교함으로써 제어될 수 있다.
한편 리액터(108), FET(110), 다이오드(111) 및 캐패시터(112)로 구성되는 승압쵸퍼는 d.c. 전원을 인버터 브리지(113)에 공급한다. 결국 출력전압으로서 작용하는 캐패시터(112)양단의 전압(VC)은 일정하게 유지되도록 제어된다.
즉, 쵸퍼출력 기준전압(VR)에 대한 캐패시터 전압(VC)의 오차는 증폭기(131)에 의해 증폭된다.
증폭기(131)의 출력(V131)은 증배형 D/A 변환기(132)의 아나로그 입력으로서 작용한다. 결국, D/A 변환기(132)의 디지탈 입력과 동일한 입력은 출력(V131)과 비례하는 크기로 병렬로 입력되는 D/A 변환기(121)의 출력(V121)과 동상(그러므로 상용전원과 동상)의 출력(V121)은 D/A 변환기(132)로부터 출력된다. 이 출력신호(V132)는 전파정류회로(133)에 의해 정류된다.
상용전원(101)이 정상상태에 있을때 전파정류회로(133)의 출력(V133)은 접촉부(134a)를 통해 기준전류(VS)로서 작용하며 또한 비교기(135)에서 전류검출기(109)의 출력(V109)과 비교된다. 비교기(135)의 출력은 PWM신호로서 FET(110)를 구동시키도록 전류 마이너루프(minor loop)를 구성하므로 결국 기준전류(VS)에 비례하여 쵸퍼전류(Ic)를 제어한다.
제 8 도의 t0-t1기간은 상용전원이 정상상태인 동안의 기간이다.
기준전류(VS)는 정현파의 전파정류된 파형을 갖는다. 쵸퍼회로에 대한 입력전류에는 고조파가 내포되어 있다. 그러한 고조파 성분들은 캐패시터(141)에 의해 흡수된다.
만일 상용전원(101)이 t1의 시간에 정전될 경우, 정전검출기(136)는 이 정전을 검출하여 사이리스터(138)를 도통시킨다. 따라서, 받데리(105)로부터 쵸퍼회로로 전력이 공급되며, 그와 동시에 스위치(134)가 OR회로(139)를 통해 동작되어 접촉부(134b)를 폐쇄시킨다. 따라서, 기준전류(VS)는 평활값으로 스위치되므로 받데리(105)로부터의 전류는 평활한 직류가 된다.
또한 만일 상용전원과 인버터가 비동기될 정도로 상용전원의 주파수가 비정상이 될 경우, 비동기 검출기(140)는 그 비동기를 거출하여 OR회로(139)를 통해 스위치(134)를 스위치시키므로 접촉부(134b)가 폐쇄된다.
결국, 상용전원(101)으로부터 전류가 구형파를 갖도록 제어되므로서 상용전원(101)으로부터 흐르는 전류에 비트(beat)가 발생하지 않는다.
제 9 도에는 UPS에 사용된 받데리의 변동 특성의 일예가 도시되어 있다. 대부분의 UPS용 백업시간을 5-10분이다. 방전시간은 그러한 백업시간 부근에서 방전 전류가 급격히 저하되는 경향이 있다.
이는 방전전류가 증가될때 화학반응이 그에 따라 충분히 진행할 수 없고, 또한 내부저항으로 인한 손실이 증가되는 사실에 기여한다. 10분의 방전시간 전과후에 방전시간은 방전전류의 평방에 역비례하는 특성이 있다. 전퍼정류된 전류와 평활전류가 제 8 도에 보인 바와같이 받데리로부터 방전되는 경우에, 사용가능 전력은 전류의 평균값이 비례하고 또한 방전전류는 전류의 유효값의 평방에 역비례하기 때문에 전압이 일정하다고 할때 t0와 t1간의 평균값 t1과 t2간의 평균값이 동일한 것으로 가정하면, t1-t2기간에서의 유효값은 t0-t1의 기간에서 보다 거의 0.9배 더 크므로 방전시간은 약 20% 증가된다. 결국 받데리를 고효율로 이용할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예가 제 10 도에 나타나 있다.
여기서, 제 7 도의 것과 동일한 주회로부분들은 생략한다.
제 7 도에 보인 실시예에서, 쵸퍼회로의 기준전류(VS)는 인버터 출력기준전압(V221)과 동상으로 상용전원과 인버터 주파수간의 동기가 유지되지 않아 전원주파수가 비정상일때 인버터 주파수를 보장할 수 없는 경우를 적용한 것이다. 제 10 도에 보인 실시예에서, 상용전원과 동기하는 카운터(142)는 상용전원으로부터 흘러들어오는 전류가 정현파형을 갖는 정도로 제공된다. 그밖에 정현파의 전파정류된 파형들은 D/A 변환기(132)를 통해 전파정류된 파형을 출력시키도록 카운터(142)의 출력에 응답하여 동작하는 메모리(143)내에 기억된다. 따라서, 제 7 도에 전파정류회로(133)는 생략된다.
상용전원(101)이 정전될때, 정전검출기(136)는 그 정전을 검출하여 전파정류된 파형들로부터 대응설정값으로 메모리(143)의 내용을 스위치시킨다. 따라서, 제 7 도의 스위치(134)는 생략된다.
상용전원으로부터의 입력전류의 파형은 상용전원주파수가 제 10 도의 실시예에서 비정상상태에 있을때조차 정현파형이기 때문에 그러한 실시는 주파수 변환기로서 이용될 수도 있음을 주지해야 한다.
또한 주지해야될 것은 본 발명을 제 1 도 또는 제 7 도내의 인버터 유니트가 제공되지 않는 d.c. 형의 UPS에도 응용할 수 있다는 것이다.
상술한 바와같이 본 발명에 의한 UPS 장치는 상용전원이 정상상태일때 거의 1의 역률을 갖는 정현파 전류가 흘러들어오도록 함으로서 전원의 역률을 갖는 정현파 전류가 흘러들어오도록함으로서 전원의 역률을 개선하고 또한 전원파형의 의율을 감소시키는 것이 가능하다. 그밖에, 상용전원이 비정상상태일때 받데리로부터 흘러나가는 전류를 평활직류가 되도록 해주므로 받데리의 용량을 최대로 이용하는 것이 가능해진다. 따라서, UPS용으로 경제적이며, 소형의 가벼운 제어장치가 실현될 수 있다.

Claims (4)

  1. d.c. 전압을 얻도록 상용전원으로부터의 전원을 정류시키기 위한 정류회로(3)와, 상기 전원이 비정상 상태일때 d.c. 전압을 유도하기 위한 받데리(12)와, 상기 d.c. 전압을 제 2d.c. 전압으로 변환시키도록 리액터(5a)와 스위칭 소자(5b)를 포함하는 쵸퍼회로(5)와, 상기 상용전원으로부터의 전원과 동상인정현파 신호를 발생시키기 위한 전원동기횔(18)와, 상기 정현파 신호와 동기하여 상기 쵸퍼회로내의 상기 스위칭 소자의 온오프제어를 수행하기 위한 쵸퍼제어회로(19)와, 상기 제 2d.c. 전압을 상기 상용전원의 것과 동일한 주파수를 것는 d.c. 전압으로 변환하도록 브리지 연결된 복수의 스위칭 소자들을 포함하는 인버터회로(8)와, 그리고, 상기 정현파 신호와 동기하여 상기 각 스위칭소자들의 온오프제어를 행하는 인버터제어회로(20)로된 무정전 전원장치에 있어서, 상기 쵸퍼회로의 출력과 사전에 설정된 제 1 기준전압간의 오차를 검출하는 제 1 오차검출수단(19d)과, 상기 오차와 상기 정현파 신호가 입력되어 상기 오차와 상기 정현파신호의 적을 나타내는 전류기준신호를 출력하는 제 1 곱셈회로(19b)와, 상기 전류기준신호에 따라 상기 쵸퍼회로내의 상기 스위칭소자를 온오프하는 제 1 구동회로(19e)를 포함하며, 상기 인버터 제어회로는 상기 a.c. 전압과 제 2 기준전압간의 오차를 검출하는 제 2 오차검출수단(20f)과, 상기 오차와 상기 정현파 신호가 입력되어 전압기준신호를 출력하는 제 2 곱셈회로(20d)와, 상기 전압기준신호에 따라 상기 인버터회로내의 상기 스위칭소자를 온오프제어하는 제 2 구동회로(20g)를 포함하는 것이 특징인 무정전 전원장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 받데리의 충전동작은 상기 제2전압에 의해 수행되는 것이 특징인 무정전 전원장치.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 제 2d.c. 전압이 예정된 전압이상일때만 상기 받데리를 충전시키기 위한 충전회로(15)와, 상기 상용전원이 비정상상태일때 상기 받데리로부터 d.c. 전압을 유도하기 위한 스위칭회로(16)를 더 포함하는 것이 특징인 무정전 전원장치.
  4. 상용전원(101)으로부터의 전원을 정류하여 d.c. 전압을 얻는 정류회로(103)와, 상기 전원이 비정상상태시에 d.c. 전압을 유도하는 받데리(105)와, 상기 d.c. 전압을 제 2d.c. 전압으로 변환하도록 리액터(108)와 스위칭 소자(110)를 포함하는 쵸퍼회로(108, 110)와, 상기 상용전원으로부터의 상기 전원과 동상으로 정현파 신호를 생성하는 전원동기회로(117-120)와, 상기 정현파 신호와 동기하여 상기 쵸퍼회로내의 상기 스위칭소자를 온오프제어하는 쵸퍼제어회로(130-135)를 포함하는 무정전 전원장치에 있어서, 상기 쵸퍼제어회로(130-135)는 상기 쵸퍼회로에 입력되는 전류가 상기 상용전원으로부터의 전원과 동기하는 정현파 전류가 되도록 해주며 또한 거의 1의 역률을 갖는 제 1 전류기준을 형성하는 전류기준회로(135)와, 상기 상용전원으로부터 전원이 공급될때 상기 쵸퍼제어회로에 상기 제 2 전류기준을 출력시키는 제 2 전류기준스위치회로(134)를 포함하는 것이 특징인 무정전 전원장치.
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