JPS61224857A - 整流回路の制御装置 - Google Patents
整流回路の制御装置Info
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- JPS61224857A JPS61224857A JP60063658A JP6365885A JPS61224857A JP S61224857 A JPS61224857 A JP S61224857A JP 60063658 A JP60063658 A JP 60063658A JP 6365885 A JP6365885 A JP 6365885A JP S61224857 A JPS61224857 A JP S61224857A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
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- Dc-Dc Converters (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はダイオードで構成されたダイオードブリッジ回
路の交流入力電流の波形を改善するための整流回路の制
御装置に関する。
路の交流入力電流の波形を改善するための整流回路の制
御装置に関する。
交流電源から直流電源を簡易に得るには一般に変流電源
をダイオードブリッジ回路で整流した後にコンデンサで
平滑して直流を得る整流回路が使用されている。このよ
うな整流回路における交流入力電流は交流入力電圧と平
滑コンデンサの充電〉!圧(直流電圧)との差で流れる
。平滑コンデンr、、>’すはダイオードブリッジ回路
の交流入力電圧の平均値に相当する電圧に充電されてい
る。このため、交流入力電流は交流入力電圧がピーク値
付近まで大きくなって始めて流れ出すことになる。交流
入力電流はパルス状とな93倍、5倍等の低次高調波が
含まれた歪みが大きな波形になる。このような交流入力
電流の波形を改善するには整流回路の直流出力側に昇圧
チョッパ回路を設けて正弦波状の交流入力電流を正弦波
状とすることが行われている。このような整流回路を用
いてダイオードブリッジ回路の交流入力電流の力率を改
善するには例えば特開昭50−65822号公報に記載
されている方法が知られている。この方法は基準電圧と
平滑コンデンサ電圧の偏差を交流入力電圧に乗じて電流
指令信号を得、この電流指令信号に交流入力電流が一致
するようにチョッパ回路を動作させることによって力率
を良くするものである。しかし、平滑コンデンサは通常
大きな容量ものを使用しているため、負荷の変動が相当
大きく変化しないとこのコンデンサの電流電圧は変化し
ない。そのため軽負荷領域では負荷に比例し九電流指令
信゛号が得られない。この結果、軽負荷領域では交流入
力電流の力率が悪くなって、効率が低下する。
をダイオードブリッジ回路で整流した後にコンデンサで
平滑して直流を得る整流回路が使用されている。このよ
うな整流回路における交流入力電流は交流入力電圧と平
滑コンデンサの充電〉!圧(直流電圧)との差で流れる
。平滑コンデンr、、>’すはダイオードブリッジ回路
の交流入力電圧の平均値に相当する電圧に充電されてい
る。このため、交流入力電流は交流入力電圧がピーク値
付近まで大きくなって始めて流れ出すことになる。交流
入力電流はパルス状とな93倍、5倍等の低次高調波が
含まれた歪みが大きな波形になる。このような交流入力
電流の波形を改善するには整流回路の直流出力側に昇圧
チョッパ回路を設けて正弦波状の交流入力電流を正弦波
状とすることが行われている。このような整流回路を用
いてダイオードブリッジ回路の交流入力電流の力率を改
善するには例えば特開昭50−65822号公報に記載
されている方法が知られている。この方法は基準電圧と
平滑コンデンサ電圧の偏差を交流入力電圧に乗じて電流
指令信号を得、この電流指令信号に交流入力電流が一致
するようにチョッパ回路を動作させることによって力率
を良くするものである。しかし、平滑コンデンサは通常
大きな容量ものを使用しているため、負荷の変動が相当
大きく変化しないとこのコンデンサの電流電圧は変化し
ない。そのため軽負荷領域では負荷に比例し九電流指令
信゛号が得られない。この結果、軽負荷領域では交流入
力電流の力率が悪くなって、効率が低下する。
また、基準電圧及びコンデンサ電圧はトランスで絶縁し
て制御回路に取込む必要があるため、装置が高価になる
という実用上の問題点もある。
て制御回路に取込む必要があるため、装置が高価になる
という実用上の問題点もある。
本発明の目的は軽負荷領域でも効率よく交流入力電流の
力率を向上させることのできる整流回路の制御装置を提
供することにある。
力率を向上させることのできる整流回路の制御装置を提
供することにある。
本発明の特徴とするところは交流電源電圧に同期した正
弦波信号の振幅を負荷電流の大きさに比例して変化させ
て正弦波電流指令信号を得て、この電流指令信号とダイ
オードブリッジ回路の交流入力電流の電流検出信号との
電流偏差に応じた電流制御信号と搬送波を比較して昇圧
チョッパ回路を構成するスイッチング素子をオンオフ制
御するようにしたことにある。
弦波信号の振幅を負荷電流の大きさに比例して変化させ
て正弦波電流指令信号を得て、この電流指令信号とダイ
オードブリッジ回路の交流入力電流の電流検出信号との
電流偏差に応じた電流制御信号と搬送波を比較して昇圧
チョッパ回路を構成するスイッチング素子をオンオフ制
御するようにしたことにある。
第1図に本発明の一実施例を示す。
単相交流電源10の交流電圧はダイオードをブリッジ結
線したダイオードブリッジ回路20に入力される。ダイ
オードブリッジ回路20は単相交流電源10を全波整流
しt直流電圧を出力する。
線したダイオードブリッジ回路20に入力される。ダイ
オードブリッジ回路20は単相交流電源10を全波整流
しt直流電圧を出力する。
この直流電圧はダイオードブリッジ回路20の直流側に
接続された昇圧チョッパ回路30に入力される。昇圧チ
ョッパ回路30はブリッジ回路20の直流出力母線の一
方に直列接続された平滑リアクトル31、ダイオード3
3と、゛ブリッジ回路20の直流出力母線を平滑リアク
トル31を介して短絡するスイッチング素子34とで構
成される。
接続された昇圧チョッパ回路30に入力される。昇圧チ
ョッパ回路30はブリッジ回路20の直流出力母線の一
方に直列接続された平滑リアクトル31、ダイオード3
3と、゛ブリッジ回路20の直流出力母線を平滑リアク
トル31を介して短絡するスイッチング素子34とで構
成される。
スイッチング素子34としては例えば電界効果トランジ
スタが用いられる。昇圧チョッパ回路30には平滑コン
デンサ40が接続され、チョッパ回路30で得られたエ
ネルギーが平滑コンデンサ40に貯えられる。平滑コン
デンサ40で平滑された直流電圧が負荷50に加えられ
る。スイッチング素子34はオンオフ制御回路100の
出力するオンオフ信号によってオンオフ制御される。ス
イッチング素子34のオンオフによるチョッパ回路30
の通流率は電流指令発生回路80の電流指令信号と電流
検出回路90の電流検出信号との電流偏差に比例して変
化する。電流偏差は減算器70によって求められる。電
流指令発生回路80はフィルタ回路81、零位相検出回
路82及び電流指令形成回路83とで構成される。電流
検出器60Aによって負荷50に流れている負荷電流が
検出され、フィルタ回路81に入力される。負荷電流は
フィルタ回路81によって平滑されて、負荷に比例した
負荷レベル信号fになる。零位相検出回路82は交流電
源10の交流電圧aの零位相を検出する。零位相検出回
路82で検出され九零位相信号すは電流指令形成回路8
3に入力される。
スタが用いられる。昇圧チョッパ回路30には平滑コン
デンサ40が接続され、チョッパ回路30で得られたエ
ネルギーが平滑コンデンサ40に貯えられる。平滑コン
デンサ40で平滑された直流電圧が負荷50に加えられ
る。スイッチング素子34はオンオフ制御回路100の
出力するオンオフ信号によってオンオフ制御される。ス
イッチング素子34のオンオフによるチョッパ回路30
の通流率は電流指令発生回路80の電流指令信号と電流
検出回路90の電流検出信号との電流偏差に比例して変
化する。電流偏差は減算器70によって求められる。電
流指令発生回路80はフィルタ回路81、零位相検出回
路82及び電流指令形成回路83とで構成される。電流
検出器60Aによって負荷50に流れている負荷電流が
検出され、フィルタ回路81に入力される。負荷電流は
フィルタ回路81によって平滑されて、負荷に比例した
負荷レベル信号fになる。零位相検出回路82は交流電
源10の交流電圧aの零位相を検出する。零位相検出回
路82で検出され九零位相信号すは電流指令形成回路8
3に入力される。
第2図に電流指令形成回路83の一例を示す。
第2図において、発振器83Aは高周波数のクロック信
号Cを発生しカウンタ83Bのクロック電流ckに加え
る。カウンタ83Bのリセット電流Reには零位相信号
が入力される。カウンタ83Bの出力信号dはメモリ8
3Cのアドレス電流に入力される。メモリ83Cにはア
ドレスに対応した正弦波が格納されておシ、カウンタ8
3Bの出力信号dの変化に対応した正弦波のデータeを
D/A変換器83Dのデータ入力電流DOに加える。D
/A変換器83Dのレファレンス電流1%Hには負荷レ
ベル信号fが入力されている。
号Cを発生しカウンタ83Bのクロック電流ckに加え
る。カウンタ83Bのリセット電流Reには零位相信号
が入力される。カウンタ83Bの出力信号dはメモリ8
3Cのアドレス電流に入力される。メモリ83Cにはア
ドレスに対応した正弦波が格納されておシ、カウンタ8
3Bの出力信号dの変化に対応した正弦波のデータeを
D/A変換器83Dのデータ入力電流DOに加える。D
/A変換器83Dのレファレンス電流1%Hには負荷レ
ベル信号fが入力されている。
D/A変換器83Dは負荷レベル信号fの大きさに比例
した正弦波信号gを出力する。正弦波信号gは絶対値回
路83Eに入力される。絶対値回路83Eは正弦波信号
gの絶対値をとシミ流指令信号りを出力する。
した正弦波信号gを出力する。正弦波信号gは絶対値回
路83Eに入力される。絶対値回路83Eは正弦波信号
gの絶対値をとシミ流指令信号りを出力する。
第1図に戻シ、電流検出回路90はフィルタ回路91と
絶対値回路92で構成される。フィルタ回路91は交流
入力電流の基本波成分を取シ出す。
絶対値回路92で構成される。フィルタ回路91は交流
入力電流の基本波成分を取シ出す。
フィルタ回路91から得られる交流入力電流゛の基本波
成分は絶対値回路92に入力され、絶対値を取られる。
成分は絶対値回路92に入力され、絶対値を取られる。
絶対値回路92の出力信号は電流検出信号iとして減算
器70に図示の極性で入力される。なお、ダイオードブ
リッジ回路20の出力電流をフィルタ回路91に取込む
場合は絶対値回路との偏差を求める。このよう罠して得
られた電流偏差信号はオンオフ制御回路100に入力さ
れる。
器70に図示の極性で入力される。なお、ダイオードブ
リッジ回路20の出力電流をフィルタ回路91に取込む
場合は絶対値回路との偏差を求める。このよう罠して得
られた電流偏差信号はオンオフ制御回路100に入力さ
れる。
オンオフ制御回路100は補償回路101、減算器10
2及び比較器103で構成される。補償回路101はP
I(比例+積分)補償回路101人とリミッタ回路10
1Bとから成る。補償回路101では負荷50が変動し
ても安定して力率1に近い交流入力電流が得られるよう
に補償演算を行う。補償回路101から得られ九電流制
御信号jは減算器102の一方の電流に入力される。減
算器102の他方の電流には高周波の搬送波(三角波)
kが入力される。減算器102は電流制御信号jと三角
波にとの偏差をとる。減算器102の出力信号は比較器
103に入力される。比較器103では減算器102か
ら得られる信号が正の時に[(ighレベルになシ、負
の時にLOW レベル2−1となるオンオフ信号tを
スイッチング素子34に結果ダイオードブリッジ回路2
0、リアクトル31、スイッチング素子34とで閉回路
が形成され、この閉回路に短絡電流が流れる。スイッチ
ング素子34にLOW レベルのオフ信号が入力され
るとオフ(非導通)状態となる。LOW レベルのオ
フ信号が入力される直前に流れていた短絡電流の大きさ
で決まるエネルギーがリアクトル31、ダイオード33
を経由し平滑コンデンサ40に貯えられる。従って平滑
コンデンサ40に貯えられるエネルギーはスイッチング
素子34の導通時間に応じて変化する。
2及び比較器103で構成される。補償回路101はP
I(比例+積分)補償回路101人とリミッタ回路10
1Bとから成る。補償回路101では負荷50が変動し
ても安定して力率1に近い交流入力電流が得られるよう
に補償演算を行う。補償回路101から得られ九電流制
御信号jは減算器102の一方の電流に入力される。減
算器102の他方の電流には高周波の搬送波(三角波)
kが入力される。減算器102は電流制御信号jと三角
波にとの偏差をとる。減算器102の出力信号は比較器
103に入力される。比較器103では減算器102か
ら得られる信号が正の時に[(ighレベルになシ、負
の時にLOW レベル2−1となるオンオフ信号tを
スイッチング素子34に結果ダイオードブリッジ回路2
0、リアクトル31、スイッチング素子34とで閉回路
が形成され、この閉回路に短絡電流が流れる。スイッチ
ング素子34にLOW レベルのオフ信号が入力され
るとオフ(非導通)状態となる。LOW レベルのオ
フ信号が入力される直前に流れていた短絡電流の大きさ
で決まるエネルギーがリアクトル31、ダイオード33
を経由し平滑コンデンサ40に貯えられる。従って平滑
コンデンサ40に貯えられるエネルギーはスイッチング
素子34の導通時間に応じて変化する。
次に、スイッチング素子34に加えられるオンオフ信号
が得られるまでの一連の動作について説明する。
が得られるまでの一連の動作について説明する。
第3図は電流指令信号りが得られるまでの過程を示すタ
イムチャートである。
イムチャートである。
零位相検出回路82は交流電圧aの零点で零位。
相信号すを発生する。零位相信号すは交流電圧aを半波
整流して零レベルと比較して方形波を得、この方形波の
微分信号から簡単に得られる。電流指令形成回路83は
零位相信号すを入力すると、信号すに同期し几振幅Eo
、を持つ正弦波eを発生する。
整流して零レベルと比較して方形波を得、この方形波の
微分信号から簡単に得られる。電流指令形成回路83は
零位相信号すを入力すると、信号すに同期し几振幅Eo
、を持つ正弦波eを発生する。
正弦波eが得られるまでの動作を説明する。カウンタ8
3Bはクロック信号Cが入力される毎にカウントアンプ
して行き、零位相信号すが入るとカウンタの値を初期値
に戻される。従ってこの動作は零位相信号すの発生周期
で繰シ返えされる。
3Bはクロック信号Cが入力される毎にカウントアンプ
して行き、零位相信号すが入るとカウンタの値を初期値
に戻される。従ってこの動作は零位相信号すの発生周期
で繰シ返えされる。
この結果、カウンタ83Bの出力には第3図の信号dで
示す波形が現われる。
示す波形が現われる。
カウンタ83Bの出力信号dはメモリ83Cに入力され
る。メモリ83Cは信号dをアドレスとするように接続
されている。メモリ83Cにはアドレスに対応した正弦
波の1周期分が格納されている。
る。メモリ83Cは信号dをアドレスとするように接続
されている。メモリ83Cにはアドレスに対応した正弦
波の1周期分が格納されている。
カウンタ83Bの出力信号dが第3図に示すように動作
すると、メモリ83Cから一定の振幅Eoを持った正弦
波eが出力される。正弦波eはデジタル信号となる。正
弦波e Id D / A変換器、、8’3 Dのデー
タ入力電流Doに人力される。まtD/A変換器83D
のレファレンス電流REには負荷の大きさ2Eoを持っ
た負荷レベル信号fが入力されている。2Eoは一例で
ある。D/A変換器83Dでは正弦波eをアナログ量に
変換し、このアナログ信号に負荷レベル信号fの大きさ
2Eoが乗じる。これによってD/A変換器から負荷レ
ベル信号fの大きさに比例した正弦波信号(アナログ信
号)gが得られる。例えば第3図の′ A点で負荷が
2倍の4Eoに変化したとすれば、それに対応して正弦
波gの振幅もA点でその大きさが変化する。正弦波信号
gは絶対値回路83gに人力される。絶対値回路83E
では正弦波信号gの絶対値がとられる。この結果、第3
図に示す電流指令信号りが得られる。
すると、メモリ83Cから一定の振幅Eoを持った正弦
波eが出力される。正弦波eはデジタル信号となる。正
弦波e Id D / A変換器、、8’3 Dのデー
タ入力電流Doに人力される。まtD/A変換器83D
のレファレンス電流REには負荷の大きさ2Eoを持っ
た負荷レベル信号fが入力されている。2Eoは一例で
ある。D/A変換器83Dでは正弦波eをアナログ量に
変換し、このアナログ信号に負荷レベル信号fの大きさ
2Eoが乗じる。これによってD/A変換器から負荷レ
ベル信号fの大きさに比例した正弦波信号(アナログ信
号)gが得られる。例えば第3図の′ A点で負荷が
2倍の4Eoに変化したとすれば、それに対応して正弦
波gの振幅もA点でその大きさが変化する。正弦波信号
gは絶対値回路83gに人力される。絶対値回路83E
では正弦波信号gの絶対値がとられる。この結果、第3
図に示す電流指令信号りが得られる。
次に、電流指令信号りと電流検出信号iとからオンオフ
信号tを得る動作を第4図に示す波形図を用いて説明す
る。
信号tを得る動作を第4図に示す波形図を用いて説明す
る。
まず、10点では第4図(a)に示すように電流指部\
令信号りの大きさは電流検出信号iよシ大きいため、減
算器70からは正の電流偏差信号が出力される。減算器
70の電流偏差信号は補償回路101Aに入力される。
算器70からは正の電流偏差信号が出力される。減算器
70の電流偏差信号は補償回路101Aに入力される。
1.点で発生した初期の電流偏差信号には比例ゲインに
、が乗せられ、三角波りに比べて大きな値を持つ第4図
(b)に示す電流制御信号jが補償回路101から出力
される。
、が乗せられ、三角波りに比べて大きな値を持つ第4図
(b)に示す電流制御信号jが補償回路101から出力
される。
以後、補償回路101Aの積分ゲインKtで決まる積分
時定数で積分する動作も加わる。そして電流制御信号j
はゲインに1.Kpで決まる時定数でt1点から13点
まで増加して行く。この動作中、電流制御信号jは三角
波にとt1点、tり点で交叉する。このようにして得ら
れた電流制御信号jから三角波kが減算器102で差し
引かれると、その結果は10点から11点までの区間及
び11点から1.点までの区間では正にな’)、jx点
から13点までの区間では負になる。減算器102の出
力は比較器103に入力される。比較器103は減算器
102の出力が正の時にl(ighレベルになシ、負の
時にLOW レベルとなる第4図(C)に示すオンオ
フ信号tを出力する。オンオフ信号tはスイッチング素
子34に加えられる。
時定数で積分する動作も加わる。そして電流制御信号j
はゲインに1.Kpで決まる時定数でt1点から13点
まで増加して行く。この動作中、電流制御信号jは三角
波にとt1点、tり点で交叉する。このようにして得ら
れた電流制御信号jから三角波kが減算器102で差し
引かれると、その結果は10点から11点までの区間及
び11点から1.点までの区間では正にな’)、jx点
から13点までの区間では負になる。減算器102の出
力は比較器103に入力される。比較器103は減算器
102の出力が正の時にl(ighレベルになシ、負の
時にLOW レベルとなる第4図(C)に示すオンオ
フ信号tを出力する。オンオフ信号tはスイッチング素
子34に加えられる。
この結果、10点からti点までの区間ではスイッチン
グ素子34が導通するため、交流入力電流つまシミ流検
出信号iは増加し、次に11点からt!までの区間では
スイッチング素子34が非導通となるので減少する。t
2点から点t3点の区間では電流検出信号iは増加する
。電流検出信号iの増加は電流制御信号jが三角波にと
次に交叉する点まで継続する。13点以後になると電流
指令信号りが電流検出信号iに比べて小さくなるため1
、減算器70から得られる電流偏差信号は負となシ、電
流制御信号jは減少する。電流制御信jの減少速度は補
償回路101Aの補償定数の大きさによって決定される
。減少の割合が大きいと三角波にと電流制御信号jの偏
差が大きくなる次め、オンオフ信号tのLOW レベル
幅が増加して電流の減少を速める。電流指令信号りと電
流検出信号iとの偏差が大きいと電流制御信号jは早い
速度で減少し、t4点以後急速に電流は減少する。
グ素子34が導通するため、交流入力電流つまシミ流検
出信号iは増加し、次に11点からt!までの区間では
スイッチング素子34が非導通となるので減少する。t
2点から点t3点の区間では電流検出信号iは増加する
。電流検出信号iの増加は電流制御信号jが三角波にと
次に交叉する点まで継続する。13点以後になると電流
指令信号りが電流検出信号iに比べて小さくなるため1
、減算器70から得られる電流偏差信号は負となシ、電
流制御信号jは減少する。電流制御信jの減少速度は補
償回路101Aの補償定数の大きさによって決定される
。減少の割合が大きいと三角波にと電流制御信号jの偏
差が大きくなる次め、オンオフ信号tのLOW レベル
幅が増加して電流の減少を速める。電流指令信号りと電
流検出信号iとの偏差が大きいと電流制御信号jは早い
速度で減少し、t4点以後急速に電流は減少する。
以上述べたような動作が繰シ返えし行うことによって電
流指令信号りに追従し九歪みの小さい交流電流がブリッ
ジ回路20に流れる。電流指令信号りは交流電圧に同期
し、その大きさは負荷に比例して変化するようにしてい
るため、負荷に見合った交流入力電流が流れることにな
る。その結果負荷に比例しt大きさの交流入力電流が流
れることになシ効率の向上が図れる。
流指令信号りに追従し九歪みの小さい交流電流がブリッ
ジ回路20に流れる。電流指令信号りは交流電圧に同期
し、その大きさは負荷に比例して変化するようにしてい
るため、負荷に見合った交流入力電流が流れることにな
る。その結果負荷に比例しt大きさの交流入力電流が流
れることになシ効率の向上が図れる。
次に、交流入力電流の力率は電流指令信号りの零付近で
の電流iの追従性を良くすれば更に良くなる。これを達
成するには電流指令信号りの零付近における減算器70
から得られた電流偏差信号に対する電流制御信号jの感
度を上げるようにすれば良い。
の電流iの追従性を良くすれば更に良くなる。これを達
成するには電流指令信号りの零付近における減算器70
から得られた電流偏差信号に対する電流制御信号jの感
度を上げるようにすれば良い。
第5図は補償回路101Aの補償定数Kpを可変にして
力率をよシ良くする実施例である。
力率をよシ良くする実施例である。
第5図において、ゲイン切換回路101dは電流指令信
号りと設定値mとを比較しゲイン切替信号nを出力する
。ゲイン切換信号nは電流指令信号りは零付近にあると
き)lighレベルになる。ゲ・イン切換信号nがHi
ghレベルになると、スイッチ1016はa側に閉路
し比例補償回路101Cを選択する。比例ゲインはKp
’になる。が選択される。ゲイン切替信号nがLOW
レベルになると比例補償回路101aが選択されたゲ
インKp’よシ小さい比例ゲインKpになる。これKよ
って、電流指令信号りが零付近では高感度の補正信号が
得られるように補償されるため、電流検出信号iの追従
性が良くなシ、さらに力率の改善がなされる。なお、1
01bは積分補償回路である。
号りと設定値mとを比較しゲイン切替信号nを出力する
。ゲイン切換信号nは電流指令信号りは零付近にあると
き)lighレベルになる。ゲ・イン切換信号nがHi
ghレベルになると、スイッチ1016はa側に閉路
し比例補償回路101Cを選択する。比例ゲインはKp
’になる。が選択される。ゲイン切替信号nがLOW
レベルになると比例補償回路101aが選択されたゲ
インKp’よシ小さい比例ゲインKpになる。これKよ
って、電流指令信号りが零付近では高感度の補正信号が
得られるように補償されるため、電流検出信号iの追従
性が良くなシ、さらに力率の改善がなされる。なお、1
01bは積分補償回路である。
ここで以上の説明では正弦波の絶対値波形を電流指令信
号りとしている。しかし、電流指令形成回路83内の絶
対値回路83gや電流検出回路90内の絶対値回路92
を省略し、電流指令信号りに交流の正弦波を使用し、電
流検出信号iに交流入力電流を使用してオンオフ信号を
得ても同様な制御を行える。この場合は電流指令信号り
の負の区間で得られるオンオフ信号lの論理レベルを反
転して得た信号と電流指令信号りの正の区間で得九オン
オフ信号tとの論理和をとって得た信号をオンオフ信号
として用いればよい。
号りとしている。しかし、電流指令形成回路83内の絶
対値回路83gや電流検出回路90内の絶対値回路92
を省略し、電流指令信号りに交流の正弦波を使用し、電
流検出信号iに交流入力電流を使用してオンオフ信号を
得ても同様な制御を行える。この場合は電流指令信号り
の負の区間で得られるオンオフ信号lの論理レベルを反
転して得た信号と電流指令信号りの正の区間で得九オン
オフ信号tとの論理和をとって得た信号をオンオフ信号
として用いればよい。
また、正弦波は台形波、階段波など波形を用いても良く
、かつ搬送波として三角波を用いて説明−し友が鋸歯状
波であっても良いのは勿論である。
、かつ搬送波として三角波を用いて説明−し友が鋸歯状
波であっても良いのは勿論である。
本発明は以上のようにして制御するのであるが、負荷の
大きさに比例し、交流入力電圧に同期した正弦波の電流
指令信号を得ている。このtめ、軽負荷状態でも負荷の
大きさに対応し友交流入力電流を得ることができるため
、効率が向上する。また、交流入力電圧に同期し九信号
は交流入力電圧−の零位相信号から作るようにしている
。このためフォトカプラなどを利用して零位相は容易に
検出でき、制御回路が安価になる。
大きさに比例し、交流入力電圧に同期した正弦波の電流
指令信号を得ている。このtめ、軽負荷状態でも負荷の
大きさに対応し友交流入力電流を得ることができるため
、効率が向上する。また、交流入力電圧に同期し九信号
は交流入力電圧−の零位相信号から作るようにしている
。このためフォトカプラなどを利用して零位相は容易に
検出でき、制御回路が安価になる。
以上説明したように、本発明によれば賀状に比例した交
流入力電流が得られるので軽負荷状態でも効率の良い運
転を行える。
流入力電流が得られるので軽負荷状態でも効率の良い運
転を行える。
第1図は本発明の一実施例を示す構成図、第2図は電流
指令形成回路の詳細構成図、第3図、第4図は本発明の
詳細な説明するためのタイムチャート、第5図は補償回
路の他の構成図、第6図は第5図の動作説明用の波形図
である。 10・・・交流電源、60A、60B・・・電流検出器
、31・・・リアクトル、33・・・ダイオード、34
・・・スイッチング素子、40・・・平滑コンデンサ、
50・・・負荷、20・・・ダイオードブリッジ回路、
81゜91・・・フィルタ回路、82・・・零位相検出
回路、83・・・電流指令形成回路。
指令形成回路の詳細構成図、第3図、第4図は本発明の
詳細な説明するためのタイムチャート、第5図は補償回
路の他の構成図、第6図は第5図の動作説明用の波形図
である。 10・・・交流電源、60A、60B・・・電流検出器
、31・・・リアクトル、33・・・ダイオード、34
・・・スイッチング素子、40・・・平滑コンデンサ、
50・・・負荷、20・・・ダイオードブリッジ回路、
81゜91・・・フィルタ回路、82・・・零位相検出
回路、83・・・電流指令形成回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、交流電圧を全波整流して直流電圧に変換するダイオ
ードブリッジ回路と、該ダイオードブリッジ回路の一方
の直流出力母線に接続される平滑リアクトルおよび前記
ダイオードブリッジ回路の直流出力母線を前記平滑リア
クトルを介して短絡するスイッチング素子を含む昇圧チ
ョッパ回路と、該昇圧チョッパ回路の出力電圧を平滑し
て負荷に印加する平滑コンデンサとを有する整流回路に
おいて、前記交流電圧に同期した位相で、振幅が前記負
荷に流れる負荷電流の大きさに比例した正弦波電流指令
信号を発生する電流指令発生手段と、前記ダイオードブ
リッジ回路の入力電流を検出し、正弦波の電流検出信号
を出力する電流検出手段と、を備え、前記電流指令信号
と前記電流検出信号の電流偏差に応じた電流制御信号と
搬送波を比較して前記スイッチング素子のオンオフ信号
を出力するオンオフ制御手段とを具備した整流回路の制
御装置。 2、特許請求の範囲第1項において、前記電流指令発生
手段は交流電圧の零位相検出信号に同期した一定振幅の
正弦波信号発生手段を持ち、該正弦波信号発生手段の発
生する正弦波信号の振幅を前記負荷電流の大きさに比例
して変化させ正弦波電流指令信号を発生することを特徴
とする整流回路の制御装置。 3、特許請求の範囲第1項において、前記オンオフ制御
手段は電流偏差を少なくとも比例補償して電流制御信号
を出力するものであつて、前記正弦波電流指令信号の大
きさによつて比例補償のゲインを切換えるものであるこ
とを特徴とする整流回路の制御装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60063658A JPS61224857A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 整流回路の制御装置 |
DE8686101424T DE3675804D1 (de) | 1985-03-29 | 1986-02-04 | Steuereinrichtung fuer gleichrichterschaltung. |
EP86101424A EP0199903B1 (en) | 1985-03-29 | 1986-02-04 | A control apparatus for rectifying circuits |
US06/841,425 US4688162A (en) | 1985-03-29 | 1986-03-19 | Rectifier control apparatus with improved power factor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60063658A JPS61224857A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 整流回路の制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61224857A true JPS61224857A (ja) | 1986-10-06 |
JPH049035B2 JPH049035B2 (ja) | 1992-02-18 |
Family
ID=13235665
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60063658A Granted JPS61224857A (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | 整流回路の制御装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4688162A (ja) |
EP (1) | EP0199903B1 (ja) |
JP (1) | JPS61224857A (ja) |
DE (1) | DE3675804D1 (ja) |
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- 1986-02-04 DE DE8686101424T patent/DE3675804D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-03-19 US US06/841,425 patent/US4688162A/en not_active Expired - Lifetime
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US4688162A (en) | 1987-08-18 |
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---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |