JPH04200274A - 単相整流回路 - Google Patents
単相整流回路Info
- Publication number
- JPH04200274A JPH04200274A JP33285690A JP33285690A JPH04200274A JP H04200274 A JPH04200274 A JP H04200274A JP 33285690 A JP33285690 A JP 33285690A JP 33285690 A JP33285690 A JP 33285690A JP H04200274 A JPH04200274 A JP H04200274A
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- JP
- Japan
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- current
- reactor
- inductance
- load
- circuit
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- 230000000630 rising effect Effects 0.000 claims 1
- 230000010485 coping Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、昇圧形チョッパを用いた単相整流回路に関し
、詳しくは昇圧形チョッパのリアクトルのインダクタン
スを可変にすることにより、リアクトルに流れる電流の
電流追従特性の改善に関する。
、詳しくは昇圧形チョッパのリアクトルのインダクタン
スを可変にすることにより、リアクトルに流れる電流の
電流追従特性の改善に関する。
〈従来の技術〉
第６図は従来の昇圧形チョッパ方式を用いた単相整流回
路の構成図である。
路の構成図である。
図に於いて、１０は交流電源、２０は交流入力フィルタ
、３０はダイオード・ブリッジである。
、３０はダイオード・ブリッジである。
このダイオード・ブリッジの出力で、交流電圧は整流さ
れている。
れている。
４０は昇圧形チョッパ、５０は外部負荷、６０はＰＷＭ
コンパレータ式制御回路（以下、ＰＷＭ制御回路とする
）、ＳＷはスイッチング素子、Ｄはダイオード、Ｃは平
滑用コンデンサ、Ｌはリアクトルである。
コンパレータ式制御回路（以下、ＰＷＭ制御回路とする
）、ＳＷはスイッチング素子、Ｄはダイオード、Ｃは平
滑用コンデンサ、Ｌはリアクトルである。
このＰＷＭ制御回路６０は以下に述べるような動作を行
う、まず、本ｌｌ流回路の出力電圧とＰＷＭ制御回Ｆ＃
Ｉ６０内部の基準電圧とを比較する。次にこの整流回路
の出力電圧とＰＷＭ制御回路６０内部の基準電圧との誤
差電圧と、交流を源１０から出力される交流電源電圧波
形Ｖｉｎとを乗算することにより基準電流波形を作る。
う、まず、本ｌｌ流回路の出力電圧とＰＷＭ制御回Ｆ＃
Ｉ６０内部の基準電圧とを比較する。次にこの整流回路
の出力電圧とＰＷＭ制御回路６０内部の基準電圧との誤
差電圧と、交流を源１０から出力される交流電源電圧波
形Ｖｉｎとを乗算することにより基準電流波形を作る。
この基準電流波形と実際の電流波形Ｉ ５ｅｎｓｅをＰ
ＷＭ制御回路６０内のコンパレータに入力し、この結果
でスイッチンッグ素子ＳＷをオン・オフするための信号
Ｖｄを出力する。
ＷＭ制御回路６０内のコンパレータに入力し、この結果
でスイッチンッグ素子ＳＷをオン・オフするための信号
Ｖｄを出力する。
第７図は第６図の回路における基準電流波形とリアクト
ルに流れる電流のタイムチャートである。
ルに流れる電流のタイムチャートである。
第７図に於いて、ＬｏはリアクトルＬのインダクタンス
、ＴはＰＷＭ制御回路６０により定められる一定の周期
、Ｔｏｎｌ 、 Ｔｏｎ２は信号Ｖｄ テスイッチンッ
グ素子ＳＷがオンしている時間で、Ｔｏｎｌは負荷に流
れる電流が少ない（以下、“負荷が軽い“という）場合
、Ｔｏｎ２は負荷に流れる電流が多い（以下、“負荷が
重い“という）場合を示している。
、ＴはＰＷＭ制御回路６０により定められる一定の周期
、Ｔｏｎｌ 、 Ｔｏｎ２は信号Ｖｄ テスイッチンッ
グ素子ＳＷがオンしている時間で、Ｔｏｎｌは負荷に流
れる電流が少ない（以下、“負荷が軽い“という）場合
、Ｔｏｎ２は負荷に流れる電流が多い（以下、“負荷が
重い“という）場合を示している。
ＩＩ、Ｉ２はリアクトルに流れる電流で、１１は負荷が
軽い場合、Ｉ２は負荷が重い場合を示す。
軽い場合、Ｉ２は負荷が重い場合を示す。
ここで、スイッチンッグ素子ＳＷがオンしている時間（
Ｔｏｎ）にリアクトルに流れる電流１１゜Ｉ２の変化分
は（１）、（２）式で表される。
Ｔｏｎ）にリアクトルに流れる電流１１゜Ｉ２の変化分
は（１）、（２）式で表される。
〈発明が解決しようとする課題〉
しかしながら、上記装置によれは、インダクタンスＬが
変化しないと、第７図で示すように、負荷が軽い場合に
は周期Ｔに対し時間Ｔｏｎｌが短すぎるため、電流の流
れない期間ができ、低調波発振か生じてしまう、また負
荷か重い場合には周期Ｔに期間では必要なだけのＳ流変
化かできず、電流追従性か悪くなるという課題があった
。
変化しないと、第７図で示すように、負荷が軽い場合に
は周期Ｔに対し時間Ｔｏｎｌが短すぎるため、電流の流
れない期間ができ、低調波発振か生じてしまう、また負
荷か重い場合には周期Ｔに期間では必要なだけのＳ流変
化かできず、電流追従性か悪くなるという課題があった
。
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり
、負荷の大きさにより自動的にインダクタンスＬを変化
させることによりリアクトルに流れる電流の追従性が良
い単相整流回路を実現することを目的とする。
、負荷の大きさにより自動的にインダクタンスＬを変化
させることによりリアクトルに流れる電流の追従性が良
い単相整流回路を実現することを目的とする。
く課題を解決するための手段〉
第１図は、本発明のブロック図である。本発明は、
単相の交流電源１０と
単相の交流電源を整流する、交流入力フィルタ２０とダ
イオード・ブリッジ３０からなる整流回路と、 この整流回路からの整流出力を、スイッチング素子ＳＷ
のオン・オフに応じてリアクトルへのエネルギーの蓄積
と放出を行って出力信号を生成する昇圧形チョヅパ回路
４０と、 昇圧形チョッパ回路４０を流れる電流を検出する手段Ｃ
Ｔと、前記の交流電源の電圧値と、本単相整流回の出力
電圧すなわち外部負荷に与えられる電圧値と、昇圧形チ
ョッパ回路を流れる電流とを用いて、インダクタンスに
エネルギーを蓄える時間とそのエネルギーを放出する時
間を制御する回路すなわちＰ Ｗ Ｍ ＩＩＪ ６１回
路６０と、昇圧形チョッパ回路４０にはインダクタンス
制御回路２００の指示により、インダクタンスを可変に
する手段１２０を介してインダクタンスが可変であるリ
アクトル１１０と、 外部負荷に流れる電流を検出する手段と、この電流値か
ら昇圧形チョッパ回路４０内のリアクトルのインダクタ
ンスを制御するインダクタンス制御口ＦＩＩＩ２００か
ら成ることを特徴とする単相！１電流路である。
イオード・ブリッジ３０からなる整流回路と、 この整流回路からの整流出力を、スイッチング素子ＳＷ
のオン・オフに応じてリアクトルへのエネルギーの蓄積
と放出を行って出力信号を生成する昇圧形チョヅパ回路
４０と、 昇圧形チョッパ回路４０を流れる電流を検出する手段Ｃ
Ｔと、前記の交流電源の電圧値と、本単相整流回の出力
電圧すなわち外部負荷に与えられる電圧値と、昇圧形チ
ョッパ回路を流れる電流とを用いて、インダクタンスに
エネルギーを蓄える時間とそのエネルギーを放出する時
間を制御する回路すなわちＰ Ｗ Ｍ ＩＩＪ ６１回
路６０と、昇圧形チョッパ回路４０にはインダクタンス
制御回路２００の指示により、インダクタンスを可変に
する手段１２０を介してインダクタンスが可変であるリ
アクトル１１０と、 外部負荷に流れる電流を検出する手段と、この電流値か
ら昇圧形チョッパ回路４０内のリアクトルのインダクタ
ンスを制御するインダクタンス制御口ＦＩＩＩ２００か
ら成ることを特徴とする単相！１電流路である。
く作用〉
そして本発明は前記の手段により、負荷に流れる電流か
ら負荷の重さを検出し、検出結果に応じてリアクトル１
１０のインダクタンスを変化させ、リアクトルに流れる
＠流波形の勾配を変えてｔ流追従性を向上させる。
ら負荷の重さを検出し、検出結果に応じてリアクトル１
１０のインダクタンスを変化させ、リアクトルに流れる
＠流波形の勾配を変えてｔ流追従性を向上させる。
〈実施例〉
以下図面を用いて、本発明の一実施例を詳細に説明する
。第２図は本発明の第１の実施例を示す構成図である。
。第２図は本発明の第１の実施例を示す構成図である。
第２図に於いて第１図と同一のものは同一符号を付ける
。以下、図に於いて同様とする。
。以下、図に於いて同様とする。
可変り、アクドル１１０はいくつかの電気的接続点を持
つリアクトル、インダクタンス可変手段１２０は切り替
えスイッチでリアクトル１１０の電気的接続点から、リ
アクトル端子をスイッチング素子を介して短絡する。
つリアクトル、インダクタンス可変手段１２０は切り替
えスイッチでリアクトル１１０の電気的接続点から、リ
アクトル端子をスイッチング素子を介して短絡する。
２１０は電流／電圧変換器、２２１〜２２ｎはコンパレ
ータ、２３０はデコーダ、Ｒ１〜Ｒｎ±１はコンパレー
タ２２１〜２２ｎで比較する電圧を決めるための抵抗で
ある。
ータ、２３０はデコーダ、Ｒ１〜Ｒｎ±１はコンパレー
タ２２１〜２２ｎで比較する電圧を決めるための抵抗で
ある。
まず、負荷に流れる電流Ｉ １ｏａｄの値を電流／電圧
変換器２１０に入力し、コンパレータ２２１〜２２との
フルスクールに見合った電圧に変換する。
変換器２１０に入力し、コンパレータ２２１〜２２との
フルスクールに見合った電圧に変換する。
この電圧値をコンパレータ２２１〜２２ｎに入力し、上
記のＲ１〜Ｒｎによる各々のコンパレータの基準電圧で
比較する。この比較した結果からデコーダ２３０を用い
て、リアクトル１１０のインダクタンスが現時点の負荷
に見合ったものになるスイッチをオンさせるデジタル信
号Ｖｓｗを出力する。インダクタンス制御図Ｎ２００か
ら出力されるデジタル信号Ｖｓｗで１２０の切り替えス
イッチのスイッチの選択を行う。
記のＲ１〜Ｒｎによる各々のコンパレータの基準電圧で
比較する。この比較した結果からデコーダ２３０を用い
て、リアクトル１１０のインダクタンスが現時点の負荷
に見合ったものになるスイッチをオンさせるデジタル信
号Ｖｓｗを出力する。インダクタンス制御図Ｎ２００か
ら出力されるデジタル信号Ｖｓｗで１２０の切り替えス
イッチのスイッチの選択を行う。
第３図に第１図の構成の回路での基準電流波形とリアク
トルに流れる電流のタイムチャートを示す。
トルに流れる電流のタイムチャートを示す。
Ｌｌ 、Ｌ２はリアクトル１１０のインダクタンスで、
Ｌｌは負荷が軽い場合、Ｌ２は負荷が重い場合を示す、
尚、Ｌｌ ＞Ｌ２の関係がある。
Ｌｌは負荷が軽い場合、Ｌ２は負荷が重い場合を示す、
尚、Ｌｌ ＞Ｌ２の関係がある。
ここで、スイッチング素子ＳＷがオンしている時間にリ
アクトルに流れる電流ＩＩ 、Ｉ２の変化分は（３）、
（４）式で表される。
アクトルに流れる電流ＩＩ 、Ｉ２の変化分は（３）、
（４）式で表される。
負荷を流れる電流を検出しＬを最適化し、第３図で示す
ように、負荷が軽い場合には電流変化か小さくなり、ま
た負荷が重い場合には電流変化が大きくなることにより
、電流追従性がよくなる。
ように、負荷が軽い場合には電流変化か小さくなり、ま
た負荷が重い場合には電流変化が大きくなることにより
、電流追従性がよくなる。
第４図は本発明の第２の実施例の構成図である。
１２０の切り替えスイッチでリアクトル１１０の電気的
接続点から、コモン端子をスイッチング素子を介して短
絡している。２４０はアンドゲートで、ＰＷＭ制御回路
６０により定められる、信号ＶＤのオン時間がオンの間
にのみデジタル信号Ｖｓｗが有効になるようにしている
。
接続点から、コモン端子をスイッチング素子を介して短
絡している。２４０はアンドゲートで、ＰＷＭ制御回路
６０により定められる、信号ＶＤのオン時間がオンの間
にのみデジタル信号Ｖｓｗが有効になるようにしている
。
第５図に第４図の構成の回路での基準電流波形とリアク
トルに流れる電流のタイムチャートを示す。
トルに流れる電流のタイムチャートを示す。
この第２の実施例ではエネルギーを充電しているときの
み（Ｔｏｎ）インダクタンスが可変であるので放電期間
にはもとのインダクタンスとなり、その分のエネルギー
の差が電流のタイムチャートに表されている。
み（Ｔｏｎ）インダクタンスが可変であるので放電期間
にはもとのインダクタンスとなり、その分のエネルギー
の差が電流のタイムチャートに表されている。
〈発明の効果〉
以上詳細に説明したように、第１の実施例では負荷の重
さによりインダクタンスそのものが変化し、第２の実施
例では負荷の重さによりスイッチがオンしているときの
インダクタンスそのものが変化し、電流変化 １１が負
荷に最適なものとなるため電流追従性が良くなる。従っ
て、Ｔｏｎが周期Ｔにたいして短すぎるため、電流の流
れない期間ができ、低調波発振が生じてしまう、また負
荷が重い場合には周期Ｔに期間では必要なだけの電流変
化ができなかった、などの問題が′解決された。
さによりインダクタンスそのものが変化し、第２の実施
例では負荷の重さによりスイッチがオンしているときの
インダクタンスそのものが変化し、電流変化 １１が負
荷に最適なものとなるため電流追従性が良くなる。従っ
て、Ｔｏｎが周期Ｔにたいして短すぎるため、電流の流
れない期間ができ、低調波発振が生じてしまう、また負
荷が重い場合には周期Ｔに期間では必要なだけの電流変
化ができなかった、などの問題が′解決された。
第１図は本発明の構成図、第２図は第１の実施例の具体
的構成例を示した図、第３図は第２図の構成の回路での
基準電流波形とリアクトルに流れる電流のタイムチャー
ト、第４図は本発明の第２の実施例の具体的構成例を示
した図、第５図は第４図の構成の回路での基準電流波形
とリアクトルに流れる電流のタイムチャート、 第６図は単相整流回路の従来例の構成図、第７図は第６
図の構成の回路での基準電流波形とリアクトルに流れる
電流のタイムチャートである。 １０ 交流電源、 ２０ 交流入力フィルタ、 ３０ ダイオード・ブリッジ、 ４０ 昇圧形チョッパ、 ５０ 外部負荷、 ６０ ＰＷＭ制御回路、 ２００ インダクタンス制御回路、 １１０ 可変リアクトル、 １２０ インダクタンス可変手段、 ２１０ 電流／電圧変換器、 ２２１〜２２ｎ、 コンパレータ、 ２３０ デコーダ、 ２４０ アンドゲート、 Ｒ１〜Ｒｎ十＋抵抗、 Ｄ ダイオード、 Ｃ平滑用コンデンサ、 し リアクトル、 ＳＷ スイッチング素子、 ＣＴ 電流検出手段。 ２．．１５
＝−１、”パ−町・ 代理人 弁理士 小沢信肱ノ２．づノ ゛〈２ン′
的構成例を示した図、第３図は第２図の構成の回路での
基準電流波形とリアクトルに流れる電流のタイムチャー
ト、第４図は本発明の第２の実施例の具体的構成例を示
した図、第５図は第４図の構成の回路での基準電流波形
とリアクトルに流れる電流のタイムチャート、 第６図は単相整流回路の従来例の構成図、第７図は第６
図の構成の回路での基準電流波形とリアクトルに流れる
電流のタイムチャートである。 １０ 交流電源、 ２０ 交流入力フィルタ、 ３０ ダイオード・ブリッジ、 ４０ 昇圧形チョッパ、 ５０ 外部負荷、 ６０ ＰＷＭ制御回路、 ２００ インダクタンス制御回路、 １１０ 可変リアクトル、 １２０ インダクタンス可変手段、 ２１０ 電流／電圧変換器、 ２２１〜２２ｎ、 コンパレータ、 ２３０ デコーダ、 ２４０ アンドゲート、 Ｒ１〜Ｒｎ十＋抵抗、 Ｄ ダイオード、 Ｃ平滑用コンデンサ、 し リアクトル、 ＳＷ スイッチング素子、 ＣＴ 電流検出手段。 ２．．１５
＝−１、”パ−町・ 代理人 弁理士 小沢信肱ノ２．づノ ゛〈２ン′
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 単相の交流電源と 単相の交流電源を整流する整流回路と、 この整流回路からの整流出力を、スイッチング素子のオ
ン・オフに応じてリアクトルへのエネルギーの蓄積と放
出を行って出力信号を生成する昇圧形チョッパ回路と、 上記の昇圧形チョッパ回路を流れる電流を検出する手段
と、前記の交流電源の電圧値と、外部負荷に与えられる
電圧値と、昇圧形チョッパ回路を流れる電流とを用いて
、インダクタンスにエネルギーを蓄える時間とそのエネ
ルギーを放出する時間を制御する手段を持つ単相整流回
路において、昇圧形チョッパ回路内のリアクトルのイン
ダクタンスを可変にするためのインダクタンス可変手段
と、 外部負荷に流れる電流を検出する手段と、この電流値か
ら前記インダクタンス可変手段を経てリアクトルのイン
ダクタンスを制御するインダクタンス制御手段とを設け
、 リアクトルに流れる電流波形の立ち上がり勾配を負荷に
流れる電流値に応じて制御することを特徴とする単相整
流回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33285690A JPH04200274A (ja) | 1990-11-29 | 1990-11-29 | 単相整流回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33285690A JPH04200274A (ja) | 1990-11-29 | 1990-11-29 | 単相整流回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04200274A true JPH04200274A (ja) | 1992-07-21 |
Family
ID=18259571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33285690A Pending JPH04200274A (ja) | 1990-11-29 | 1990-11-29 | 単相整流回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04200274A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006115223A1 (ja) * | 2005-04-22 | 2006-11-02 | National University Corporation Gunma University | スイッチング電源回路 |
| JP2009050102A (ja) * | 2007-08-21 | 2009-03-05 | Sanyo Electric Co Ltd | 電源回路 |
-
1990
- 1990-11-29 JP JP33285690A patent/JPH04200274A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006115223A1 (ja) * | 2005-04-22 | 2006-11-02 | National University Corporation Gunma University | スイッチング電源回路 |
| JP2009050102A (ja) * | 2007-08-21 | 2009-03-05 | Sanyo Electric Co Ltd | 電源回路 |
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