JPH049035B2

JPH049035B2 -

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Publication number: JPH049035B2
Application number: JP60063658A
Authority: JP
Priority date: 1985-03-29
Filing date: 1985-03-29
Publication date: 1992-02-18
Also published as: EP0199903A3; US4688162A; JPS61224857A; DE3675804D1; EP0199903B1; EP0199903A2

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の利用分野〕本発明はダイオードで構成されたダイオードブ
リツジ回路の交流入力電流の波形を改善するため
の整流回路の制御装置に関する。

〔発明の背景〕

交流電源から直流電源を簡易に得るには一般に
変流電源をダイオードブリツジ回路で整流した後
にコンデンサで平滑して直流を得る整流回路が使
用されている。このような整流回路における交流
入力電流は交流入力電圧と平滑コンデンサの充電
電圧（直流電圧）との差で流れる。平滑コンデン
サはダイオードブリツジ回路の交流入力電圧の平
均値に相当する電圧に充電されている。このた
め、交流入力電流は交流入力電圧がピーク値付近
まで大きくなつて始めて流れ出すことになる。交
流入力電流はパルス状となり３倍、５倍等の低次
高調波が含まれた歪みが大きな波形になる。この
ような交流入力電流の波形を改善するには整流回
路の直流出力側に昇圧チヨツパ回路を設けて正弦
波状の交流入力電流を正弦波状とすることが行わ
れている。このような整流回路を用いてダイオー
ドブリツジ回路の交流入力電流の力率を改善する
には例えば特開昭50−65822号公報に記載されて
いる方法が知られている。この方法は基準電圧と
平滑コンデンサ電圧の偏差を交流入力電圧に乗じ
て電流指令信号を得、この電流指令信号に交流入
力電流が一致するようにチヨツパ回路を動作させ
ることによつて力率を良くするものである。しか
し、平滑コンデンサは通常大きな容量ものを使用
しているため、負荷の変動が相当大きく変化しな
いとこのコンデンサの端子電圧は変化しない。そ
のため軽負荷領域では負荷に比例した電流指令信
号が得られない。この結果、軽負荷領域では交流
入力電流の力率が悪くなつて、効率が低下する。

また、基準電圧及びコンデンサ電圧はトランス
で絶縁して制御回路に取込む必要があるため、装
置が高価になるという実用上の問題点もある。

〔発明の目的〕

本発明の目的は軽負荷領域でも効率よく交流入
力電流の力率を向上させることのできる整流回路
の制御装置を提供することにある。

〔発明の概要〕

本発明の特徴とするところは交流電源電圧に同
期した正弦波信号の振幅を負荷電流の大きさに比
例して変化させて正弦波電流指令信号を得て、こ
の電流指令信号とダイオードブリツジ回路の交流
入力電流の電流検出信号との電流偏差に応じた電
流制御信号と搬送波を比較して昇圧チヨツパ回路
を構成するスイツチング素子をオンオフ制御する
ようにしたことにある。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。

単相交流電源１０の交流電圧はダイオードをブ
リツジ結線したダイオードブリツジ回路２０に入
力される。ダイオードブリツジ回路２０は単相交
流電源１０を全波整流した直流電圧を出力する。
この直流電圧はダイオードブリツジ回路２０の直
流側に接続された昇圧チヨツパ回路３０に入力さ
れる。昇圧チヨツパ回路３０はブリツジ回路２０
の直流出力母線の一方に直列接続された平滑リア
クトル３１、ダイオード３３と、ブリツジ回路２
０の直流出力母線を平滑リアクトル３１を介して
短絡するスイツチング素子３４とで構成される。
スイツチング素子３４としては例えば電界効果ト
ランジスタが用いられる。昇圧チヨツパ回路３０
には平滑コンデンサ４０が接続され、チヨツパ回
路３０で得られたエネルギーが平滑コンデンサ４
０に貯えられる。平滑コンデンサ４０で平滑され
た直流電圧が負荷５０に加えられる。スイツチン
グ素子３４はオンオフ制御回路１００の出力する
オンオフ信号によつてオンオフ制御される。スイ
ツチング素子３４のオンオフによるチヨツパ回路
３０の通流率は電流指令発生回路８０の電流指令
信号と電流検出回路９０の電流検出信号との電流
偏差に比例して変化する。電流偏差は減算器７０
によつて求められる。電流指令発生回路８０はフ
イルタ回路８１、零位相検出回路８２及び電流指
令形成回路８３とで構成される。電流検出器６０
Ａによつて負荷５０に流れている負荷電流が検出
され、フイルタ回路８１に入力される。負荷電流
はフイルタ回路８１によつて平滑されて、負荷に
比例した負荷レベル信号ｆになる。零位相検出回
路８２は交流電源１０の交流電圧ａの零位相を検
出する。零位相検出回路８２で検出された零位相
信号ｂは電流指令形成回路８３に入力される。

第２図に電流指令形成回路８３の一例を示す。

第２図において、発振器８３Ａは高周波数のク
ロツク信号ｃを発生しカウンタ８３Ｂのクロツク
端子ckに加える。カウンタ８３Ｂのリセツト端
子Reには零位相信号が入力される。カウンタ８
３Ｂの出力信号ｄはメモリ８３Ｃのアドレス端子
に入力される。メモリ８３Ｃにはアドレスに対応
した正弦波が格納されており、カウンタ８３Ｂの
出力信号ｄの変化に対応した正弦波のデータｅを
Ｄ／Ａ変換器８３Ｄのデータ入力端子Ｄ０に加え
る。Ｄ／Ａ変換器８３Ｄのレフアレンス端子RE
には負荷レベル信号ｆが入力されている。Ｄ／Ａ
変換器８３Ｄは負荷レベル信号ｆの大きさに比例
した正弦波信号ｇを出力する。正弦波信号ｇは絶
対値回路８３Ｅに入力される。絶対値回路８３Ｅ
は正弦波信号ｇの絶対値をとり電流指令信号ｈを
出力する。

第１図に戻り、電流検出回路９０はフイルタ回
路９１と絶対値回路９２で構成される。フイルタ
回路９１は交流入力電流の基本波成分を取り出
す。フイルタ回路９１から得られる交流入力電流
の基本波成分は絶対値回路９２に入力され、絶対
値を取られる。絶対値回路９２の出力信号は電流
検出信号ｉとして減算器７０に図示の極性で入力
される。なお、ダイオードブリツジ回路２０の出
力電流をフイルタ回路９１に取込む場合は絶対値
回路９２は不要である。

減算器７０は電流指令信号ｈと電流検出信号ｉ
との偏差を求める。このようにして得られた電流
偏差信号はオンオフ制御回路１００に入力され
る。オンオフ制御回路１００は補償回路１０１、
減算器１０２及び比較器１０３で構成される。補
償回路１０１はPI（比例＋積分）補償回路１０１
Ａとリミツタ回路１０１Ｂとから成る。補償回路
１０１では負荷５０が変動しても安定して力率１
に近い交流入力電流が得られるように補償演算を
行う。補償回路１０１から得られた電流制御信号
ｊは減算器１０２の一方の端子に入力される。減
算器１０２の他方の端子には高周波の搬送波（三
角波）ｋが入力される。減算器１０２は電流制御
信号ｊと三角波ｋとの偏差をとる。減算器１０２
の出力信号は比較器１０３に入力される。比較器
１０３では減算器１０２から得られる信号が正の
時にHighレベルになり、負の時にLowレベルと
なるオンオフ信号ｌをスイツチング素子３４に加
える。スイツチング素子３４はHighレベルのオ
ン信号が入力されるとオン（導通）する。この結
果ダイオードブリツジ回路２０、リアクトル３
１、スイツチング素子３４とで閉回路が形成さ
れ、この閉回路に短絡電流が流れる。スイツチン
グ素子３４にLowレベルのオフ信号が入力され
るとオフ（非導通）状態となる。Lowレベルの
オフ信号が入力される直前に流れていた短絡電流
の大きさで決まるエネルギーがリアクトル３１、
ダイオード３３を経由し平滑コンデンサ４０に貯
えられる。従つて平滑コンデンサ４０に貯えられ
るエネルギーはスイツチング素子３４の導通時間
に応じて変化する。

次に、スイツチング素子３４に加えられるオン
オフ信号が得られるまでの一連の動作について説
明する。

第３図は電流指令信号ｈが得られるまでの過程
を示すタイムチヤートである。

零位相検出回路８２は交流電圧ａの零点で零位
相信号ｂを発生する。零位相信号ｂは交流電圧ａ
を半波整流して零レベルと比較して方形波を得、
この方形波の微分信号から簡単に得られる。電流
指令形成回路８３は零位相信号ｂを入力すると、
信号ｂに同期した振幅E₀を持つ正弦波ｅを発生
する。

正弦波ｅが得られるまでの動作を説明する。カ
ウンタ８３Ｂはクロツク信号ｃが入力される毎に
カウントアツプして行き、零位相信号ｂが入ると
カウンタの値を初期値に戻される。従つてこの動
作は零位相信号ｂの発生周期で繰り返えされる。
この結果、カウンタ８３Ｂの出力には第３図の信
号ｄで示す波形が現われる。

カウンタ８３Ｂの出力信号ｄはメモリ８３Ｃに
入力される。メモリ８３Ｃは信号ｄをアドレスと
するように接続されている。メモリ８３Ｃにはア
ドレスに対応した正弦波の１周期分が格納されて
いる。

カウンタ８３Ｂの出力信号ｄが第３図に示すよ
うに動作すると、メモリ８３Ｃから一定の振幅
E₀を持つた正弦波ｅが出力される。正弦波ｅは
デジタル信号となる。正弦波ｅはＤ／Ａ変換器８
３Ｄのデータ入力端子DOに入力される。また
Ｄ／Ａ変換器８３Ｄのレフアレンス端子REには
負荷の大きさ2E₀を持つた負荷レベル信号ｆが入
力されている。2E₀は一例である。Ｄ／Ａ変換器
８３Ｄでは正弦波ｅをアナログ量に変換し、この
アナログ信号に負荷レベル信号ｆの大きさ2E₀が
乗じる。これによつてＤ／Ａ変換器から負荷レベ
ル信号ｆの大きさに比例した正弦波信号（アナロ
グ信号）ｇが得られる。例えば第３図のＡ点で負
荷が２倍の4E₀に変化したとすれば、それに対応
して正弦波ｇの振幅もＡ点でその大きさが変化す
る。正弦波信号ｇは絶対値回路８３Ｅに入力され
る。絶対値回路８３Ｅでは正弦波信号ｇの絶対値
がとられる。この結果、第３図に示す電流指令信
号ｈが得られる。

次に、電流指令信号ｈと電流検出信号ｉとから
オンオフ信号ｌを得る動作を第４図に示す波形図
を用いて説明する。

まず、t₀点では第４図ａに示すように電流指令
信号ｈの大きさは電流検出信号ｉより大きいた
め、減算器７０からは正の電流偏差信号が出力さ
れる。減算器７０の電流偏差信号は補償回路１０
１Ａに入力される。t₀点で発生した初期の電流偏
差信号には比例ゲインK_Pが乗せられ、三角波ｈ
に比べて大きな値を持つ第４図ｂに示す電流制御
信号ｊが補償回路１０１から出力される。以後、
補償回路１０１Ａの積分ゲインK_Iで決まる積分
時定数で積分する動作も加わる。そして電流制御
信号ｊはゲインK_I，K_Pで決まる時定数でt₁点か
らt₃点まで増加して行く。この動作中、電流制御
信号ｊは三角波ｋとt₁点、t₂点で交叉する。この
ようにして得られた電流制御信号ｊから三角波ｋ
が減算器１０２で差し引かれると、その結果はt₀
点からt₁点までの区間及びt₁点からt₂点までの区
間では正になり、t₂点からt₃点までの区間では負
になる。減算器１０２の出力は比較器１０３に入
力される。比較器１０３は減算器１０２の出力が
正の時にHighレベルになり、負の時にLowレベ
ルとなる第４図ｃに示すオンオフ信号ｌを出力す
る。オンオフ信号ｌはスイツチング素子３４に加
えられる。

この結果、t₀点からt₁点までの区間ではスイツ
チング素子３４が導通するため、交流入力電流つ
まり電流検出信号ｉは増加し、次にt₁点からt₂ま
での区間ではスイツチング素子３４が非導通とな
るので減少する。t₂点から点t₃点の区間では電流
検出信号ｉは増加する。電流検出信号ｉの増加は
電流制御信号ｊが三角波ｋと次に交叉する点まで
継続する。t₃点以後になると電流指令信号ｈが電
流検出信号ｉに比べて小さくなるため、減算器７
０から得られる電流偏差信号は負となり、電流制
御信号ｊは減少する。電流制御信ｊの減少速度は
補償回路１０１Ａの補償定数の大きさによつて決
定される。減少の割合が大きいと三角波ｋと電流
制御信号ｊの偏差が大きくなるため、オンオフ信
号ｌのLowレベル幅が増加して電流の減少を速
める。電流指令信号ｈと電流検出信号ｉとの偏差
が大きいと電流制御信号ｊは早い速度で減少し、
t₄点以後急速に電流は減少する。以上述べたよう
な動作が繰り返えし行うことによつて電流指令信
号ｈに追従した歪みの小さい交流電流がブリツジ
回路２０に流れる。電流指令信号ｈは交流電圧に
同期し、その大きさは負荷に比例して変化するよ
うにしているため、負荷に見合つた交流入力電流
が流れることになる。その結果負荷に比例した大
きさの交流入力電流が流れることになり効率の向
上が図れる。

次に、交流入力電流の力率は電流指令信号ｈの
零付近での電流ｉの追従性を良くすれば更に良く
なる。これを達成するには電流指令信号ｈの零付
近における減算器７０から得られた電流偏差信号
に対する電流制御信号ｊの感度を上げるようにす
れば良い。

第５図は補償回路１０１Ａの補償定数K_Pを可
変にして力率をより良くする実施例である。

第５図において、ゲイン切換回路１０１ｄは電
流指令信号ｈと設定値ｍとを比較しゲイン切替信
号ｎを出力する。ゲイン切換信号ｎは電流指令信
号ｈは零付近にあるときHighレベルになる。ゲ
イン切換信号ｎがHighレベルになると、スイツ
チ１０１ｅはａ側に閉路し比例補償回路１０１ｃ
を選択する。比例ゲインはK_P′になる。が選択さ
れる。ゲイン切替信号ｎがLowレベルになると
比例補償回路１０１ａが選択されたゲインK_P′よ
り小さい比例ゲインK_Pになる。これによつて、
電流指令信号ｈが零付近では高感度の補正信号が
得られるように補償されるため、電流検出信号ｉ
の追従性が良くなり、さらに力率の改善がなされ
る。なお、１０１ｂは積分補償回路である。

ここで以上の説明では正弦波の絶対値波形を電
流指令信号ｈとしている。しかし、電流指令形成
回路８３内の絶対値回路８３Ｅや電流検出回路９
０内の絶対値回路９２を省略し、電流指令信号ｈ
に交流の正弦波を使用し、電流検出信号ｉに交流
入力電流を使用してオンオフ信号を得ても同様な
制御を行える。この場合は電流指令信号ｈの負の
区間で得られるオンオフ信号ｌの論理レベルを反
転して得た信号と電流指令信号ｈの正の区間で得
たオンオフ信号ｌとの論理和をとつて得た信号を
オンオフ信号として用いればよい。

また、正弦波は台形波、階段波など波形を用い
ても良く、かつ搬送波として三角波を用いて説明
したが鋸歯状波であつても良いのは勿論である。

本発明は以上のようにして制御するのである
が、負荷の大きさに比例し、交流入力電圧に同期
した正弦波の電流指令信号を得ている。このた
め、軽負荷状態でも負荷の大きさに対応した交流
入力電流を得ることができるため、効率が向上す
る。また、交流入力電圧に同期した信号は交流入
力電圧の零位相信号から作るようにしている。こ
のためフオトカプラなどを利用して零位相は容易
に検出でき、制御回路が安価になる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば負状に比
例した交流入力電流が得られるので軽負荷状態で
も効率の良い運転を行える。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２
図は電流指令形成回路の詳細構成図、第３図、第
４図は本発明の動作を説明するためのタイムチヤ
ート、第５図は補償回路の他の構成図、第６図は
第５図の動作説明用の波形図である。１０…交流電源、６０Ａ，６０Ｂ…電流検出
器、３１…リアクトル、３３…ダイオード、３４
…スイツチング素子、４０…平滑コンデンサ、５
０…負荷、２０…ダイオードブリツジ回路、８
１，９１…フイルタ回路、８２…零位相検出回
路、８３…電流指令形成回路。

Claims

【特許請求の範囲】１交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する
ダイオードブリツジ回路と、該ダイオードブリツ
ジ回路の一方の直流出力母線に接続される平滑リ
アクトルおよび前記ダイオードブリツジ回路の直
流出力母線を前記平滑リアクトルを介して短絡す
るスイツチング素子を含む昇圧チヨツパ回路と、
該昇圧チヨツパ回路の出力電圧を平滑して負荷に
印加する平滑コンデンサとを有する整流回路にお
いて、前記交流電圧に同期した位相で、振幅が前
記負荷に流れる負荷電流の大きさに比例した正弦
波電流指令信号を発生する電流指令発生手段と、
前記ダイオードブリツジ回路の入力電流を検出
し、正弦波の電流検出信号を出力する電流検出手
段と、を備え、前記電流指令信号と前記電流検出
信号の電流偏差に応じた電流制御信号と搬送波を
比較して前記スイツチング素子のオンオフ信号を
出力するオンオフ制御手段とを具備した整流回路
の制御装置。２特許請求の範囲第１項において、前記電流指
令発生手段は交流電圧の零位相検出信号に同期し
た一定振幅の正弦波信号発生手段を持ち、該正弦
波信号発生手段の発生する正弦波信号の振幅を前
記負荷電流の大きさに比例して変化させ正弦波電
流指令信号を発生することを特徴とする整流回路
の制御装置。３特許請求の範囲第１項において、前記オンオ
フ制御手段は電流偏差を少なくとも比例補償して
電流制御信号を出力するものであつて、前記正弦
波電流指令信号の大きさによつて比例補償のゲイ
ンを切換えるものであることを特徴とする整流回
路の制御装置。