JP2632587B2

JP2632587B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP2632587B2
Application number: JP2119752A
Authority: JP
Inventors: 勝明深谷
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 1990-05-11
Filing date: 1990-05-11
Publication date: 1997-07-23
Anticipated expiration: 2012-07-23
Also published as: JPH0417569A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、インバータを含む電源装置に関するもので
ある。

［従来の技術］インバータの直流電源は一般に整流回路で構成されて
いる。この整流回路は商用交流電源に接続した場合、入
力電圧は正弦波であるが、入力電流は必ずしも正弦波に
ならず且つ力率が１にならない。

整流回路の入力電流波形を正弦波に近似させ且つ力率
を１に近づけるために、整流回路の入力又は出力電源ラ
インにリアクトルを接続し、このリアクトルよりも後段
で電源ライン間をインバータのスイッチング素子で短絡
して入力電流波形を制御することは、特開昭63−190557
号公報に開示されている。

［発明が解決しようとする課題］ところで、電源装置の低コスト化及び高効率化が要求
されている。しかし、従来の回路構成では低コスト化及
び高効率化に限界があった。

そこで、本発明の目的は、力率改善及び入力電流の波
形改善が可能であると共に、コストの低減及び効率の向
上を図ることができる電源装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］上記目的を達成するための本発明は、交流電源が接続
される第１及び第２の交流電源端子と、前記第１及び第
２の交流電源端子間に夫々接続されたトランスの第１及
び第２の１次巻線と、前記第１の１次巻線に直列に接続
された第１の交流スイッチ手段と、前記第２の１次巻線
に直列に接続された第２の交流スイッチ手段と、前記第
１の１次巻線に前記第１の交流電源端子から前記第２の
交流電源端子の方向の電流が流れた時に第１の方向の電
圧が発生し、前記第２の１次巻線に前記第１交流電源端
子から前記第２の交流電源端子の方向の電流が流れた時
に前記第１の方向と逆の方向の第２の方向の電圧が発生
するように前記第１及び第２の１次巻線に電磁結合さた
２次巻線と、前記第１及び第２の１次巻線と前記第１及
び第２の交流スイッチ手段とから成る回路部分と前記第
１の交流電源端子との間に直列に接続されたリアクトル
と、前記リアクトルを通って流れる電流を検出するため
の電流検出手段と、前記交流電源端子における交流電圧
に同期した基準正弦波を発生する基準正弦波発生手段
と、前記電流検出手段と前記基準正弦波発生手段とに接
続され、前記電流検出手段で検出された電流に対応する
信号と前記基準正弦波との差に対応する差信号を作成す
る差信号作成手段（例えば誤差増幅器31）と、前記差信
号作成手段と前記第１及び第２の交流スイッチ手段との
間に接続されており、前記第１及び第２の交流スイッチ
手段のいずれか一方のみをオン状態にする区間と前記第
１及び第２の交流スイッチ手段を同時にオン状態とする
区間とが前記交流電圧の周波数よりも十分に高い繰返し
周波数で交互に得られるように前記第１及び第２の交流
スイッチ手段を制御すると共に、前記電流検出手段で検
出した電流が前記基準正弦波に追従するように前記第１
及び第２の交流スイッチ手段を制御する制御回路とを備
え、前記第１の交流スイッチ手段が、前記第１の１次巻
線に直列に接続され、且つ前記第１の１次巻線の正方向
電流を制御することは可能であるが、逆方向電流は阻止
するように形成されている第１の制御スイッチと、前記
第１の制御スイッチに並列に接続され、且つ前記第１の
１次巻線の逆方向電流を制御することは可能であるが、
正方向電流は阻止するように形成されている第２の制御
スイッチとから成ることを特徴とする電源装置に係わる
ものである。

なお、第２の交流スイッチ手段を請求項２に示すよう
に第３及び第４の制御スイッチQ3、Q4で形成することが
できる。また、第１〜第４の制御スイッチをトランジス
タで構成することが望ましい。

［作用］本発明の第１及び第２の１次巻線に同時に電流を流す
と、磁束の打ち消し合いが生じ、２次巻線には電流が流
れない。第１及び第２の１次巻線のいずれか一方のみに
電流を流すと、磁束の打ち消し合いが生じないので２次
巻線に電圧が発生する。

［第１の実施例］次に、第１図〜第５図に基づいて本発明の第１の実施
例に係わる電源装置を説明する。

第１図の例えば50Hzの商用交流電源１に接続されてい
る第１及び第２の電源端子２、３にはリアクトル４とコ
ンデンサ５とから成る高調波成分除去用フィルタ回路６
が接続されている。このフィルタ６の出力側の一方の電
源ライン７には電流波形改善用リアククトル８が直列に
接続され、他方の電源ライン９にはCTから成る電流検出
器10が接続されている。

一対の電源ライン７、９のリアクトル８の出力側に電
圧制御及び周波数変換回路11が接続されている。この電
圧制御及び周波数変換回路11は、第１、第２、第３及び
第４の制御スイッチとしてのトランジスタQ1、Q2、Q3、
Q4と、第１及び第２の１次巻線12、13と、２次巻線14と
から成る。

第１及び第２のトランジスタQ1、Q2は第１の交流スイ
ッチを構成するように互いに逆並列接続され、且つ第１
の１次巻線12に直列に接続されている。

第３及び第４のトランジスタQ3、Q4は第２の交流スイ
ッチを構成するように互いに逆並列接続され且つ第２の
１次巻線13に接続されている。

第１及び第２のトランジスタQ1、Q2と第１の１次巻線
12とから成る第１の直列回路は一対の電源ライン７、９
間にリアクトル８を介して接続されている。第３及び第
４のトランジスタQ3、Q4と、第２の２次巻線13とから成
る第２の直列回路は第１の直列回路に接続されている。

第１及び第２の１次巻線12、13と２次巻線14は互いに
トランス結合（電磁結合）されている。なお、一方の電
源ライン７から他方の電源ライン９に向う正方向の電流
が第１の１次巻線12に流れた時に２次巻線14に第１の方
向の電圧が発生し、負方向の電流が第２の１次巻線13に
流れた時に２次巻線14に第１の方向と逆の第２の方向の
電圧が発生するように第１及び第２の１次巻線12、13と
２次巻線14とが相互に関係付けられている。

２次巻線14には、ダイオード15、16、17、18から成る
出力整流回路19が接続されている。出力整流回路19の対
の出力ライン間には平滑コンデンサ20が接続されてい
る。直流出力端子21、22間には、例えばインバータを介
して負荷回路が接続されている。

電圧制御変換回路11における第１〜第４のトランスタ
Q1〜Q4は、出力電圧を制御するように駆動されると共
に、入力電流波形を改善するように短絡制御される。電
圧制御と短絡制御との両方を行うための制御回路23は、
電流検出器10で検出した電流の波形と比較するための基
準正弦波を得るための入力電圧検出回路24を有する。こ
の入力電圧検出回路24は第１及び第２の電源端子２、３
に接続され、トランス１次巻線25と２次巻線26とから成
る。勿論、電圧検出回路24は分圧抵抗で構成してもよ
い。直流出力電圧を検出するために直流出力端子21、22
に出力電圧検出回路27が接続されている。この出力電圧
検出回路27は分圧抵抗28、29から成る。

電流検出器10は絶対値回路としての第１の全波整流回
路30を介して第１の誤差増幅器31の一方の入力端子（反
転入力端子）に接続されている。入力電圧検出回路24の
出力ラインは第２の全波整流回路32と係数回路即ち乗算
器33とを介して第１の誤差増幅器31の他方の入力端子
（非反転入力端子）に接続されている。第１の誤差増幅
器31はリプル成分を含む電流i2と正弦波で圧との差に対
応した出力を発生する。

出力電圧を一定に保つために、出力電圧検出回路27の
出力ラインが第２の誤差増幅器34の一方の入力端子（反
転入力）に接続され、この誤差増幅器34の他方の入力端
子（反転入力）に基準電圧源35が接続されている。この
第２の誤差増幅器34は検出電圧と基準電圧との差に対応
した出力電圧を発生し、乗算器33に送る。乗算器33は第
２の全波整流回路32から与えられる基準正弦波波形（全
波整流波形）の振幅に第２の誤差増幅器34の出力を掛け
た値に第１の誤差増幅器31の非反転入力端子に与える。

電圧比較器36の一方の入力端子はローパスフィルタ37
を介して第１の誤差増幅器31の出力端子に接続され、他
方の入力端子はのこぎり波発生回路38に接続され、他方
の入力端子はのこぎり波発生回路38に接続されている。
この比較器36は両入力の比較出力を２値形式で出力す
る。

比較器36の出力端子に接続されたスイッチ制御信号形
回路39は、比較器36の出力に基づいてトランスQ1〜Q4の
制御信号を形成する。この制御信号形成回路39の出力ラ
インは、各トランジスタQ1〜Q4のベースに接続されてい
る。

制御信号形成回路39は第２図に示す如く、矩形波発生
回路40と、２つのNOT回路42、43と、２つのNAND回路4
4、45と、２つの駆動回路46、47とから成り、第１〜第
４のトランジスタQ1〜Q4の制御信号を形成する。即ち、
矩形波形発生回路40から第３図（Ａ）に示す例えば50KH
zの矩形波が発生し、これに同期してのこぎり波発生回
路38から第３図（Ｃ）に示すのこぎり波V2が一定周期で
発生する。比較器36からはのこぎり波V1と参照信号V2と
の比較に基づいて第３図（Ｄ）の出力が発生する。第１
のNANDゲート44には比較器36の出力を第１のNOT回路42
で反転した信号と第３図（Ａ）のパルスを1/2分周器で1
/2に文周した第３図（Ｂ）のパルスが入力し、ここから
第３図（Ｅ）に示すパルスが出力し、これが第１及び第
２のトランジスタQ1、Q2の制御信号となる。第２のNAND
ゲート45には比較器36の出力を第１のNOT回路42で反転
した信号と1/2文周器41の出力を第２のNOT回路43で反転
した信号とが入力し、ここから第３図（Ｆ）に示すパル
スが出力し、これが第３及び第４のトランジスタQ3、Q4
の制御信号となる。

［動作］次に、第１図の回路の動作を説明する。第１図の回路
では、交流電源１と電圧制御及び周波数変換回路11との
間に整流回路が接続されていない。また、高周波フィル
タ６のリアクトル４はリアクトル８よりも大幅に小さい
インダクタンス値を有し、コンデンサ５も小さい容量を
有する。従って、電圧制御及び周波数変換回路11には、
電源端子１、２の正弦波交流電源電圧がリアクトル８を
介して印加される。

のこぎり波発生回路38から発生する第３図（Ｃ）に示
すのこぎり波V2の周波数は例えば50KHzであって電源電
圧の50Hzよりも十分に高い。第１〜第４のトランジスタ
Q1〜Q4は第３図（Ｅ）（Ｆ）に示すようにのこぎり波V2
の1/2周期でオン・オフ制御される。

今、正弦波交流電圧の正の半波の期間において、第３
図のt0〜t1、t2〜t3、t4〜t5期間に示すように第１〜第
４のトランジスタQ1〜Q4の全部にオン制御パルスが与え
られている時は、高周波フィルタ６を無視すると、電源
１とリアクトル８と第１のトランジスタQ1と第１の１次
巻線12とから成る回路に電流が流れると共に、電源１と
リアクトル８と第４のトランジスタQ4と第２の１次巻線
13とから成る回路に電流が流れる。この電流は電源ライ
ン７にリアクトル８が接続されているので時間の経過と
共に増大する。また、この電流の振幅値は正弦波交流電
圧の振幅に比例する。即ち、第３図（Ｇ）に示す正弦波
の参照波形F2に沿って電流検出波形F1が変化する。第１
及び第２の１次巻線12、13は２次巻線14に対して極性が
逆であるので、第１〜第４のトランジスタQ1〜Q4が同時
にオン制御されている時には２次巻線14に電圧が発生し
ない。

第３図のt1〜t2、t5〜t6期間に示すように第１及び第
２のトランジスタQ1、Q2をオン制御し、第３及び第４の
トランジスタQ3、Q4をオフ制御している期間において
は、電源１とリアクトル８と第１のトランジスタQ1と第
１の１次巻線12とから成る回路のみに電流が流れる。こ
の時には第２の１次巻線13による磁束の打ち消し作用が
生じないので、第１の１次巻線12の電圧に対応する第１
の方向（正）の電圧を２次巻線13に得ることができる。
この時には、第１の１次巻線12を介して負荷に電力が供
給されるので、第１の１次巻線12が等価的に負荷に成
り、電流i2に対応する波形F1は低下する。

第３図のt3〜t4期間に示すように第１及び第２のトラ
ンジスタQ1、Q2がオフ制御され、第３及び第４のトラン
ジスタQ3、Q4がオン制御されている時には、電源１とリ
アクトル８と第４のトランジスタQ4と第２の１次巻線13
とから成る回路のみに電流が流れる。第２の１次巻線13
の極性は第１の１次巻線12と逆であるので、t3〜t4期間
には２次巻線14に第３図（Ｈ）に示すように第２の方向
（負）の電圧が発生する。t3〜t4期間においても第２の
１次巻線13が負荷となるので、電流i2は減少する。

交流電源１の電圧が負の半波の時には、電流i2の向き
が正の半波の時と逆になるが、その他の動作は正の半波
の時と同一である。即ち、第２及び第３のトランジスタ
Q2、Q3を通って第１及び第２の１次巻線12、13に電流が
流れる。

第３図（Ｈ）の交流出力電圧は第３図（Ｃ）ののこぎ
り波を50KHzとすれば、この半分の25KHzの周波数を有す
る。従って、第１図の電圧制御及び周波数変換回路11で
周波数が50Hzから25KHzに変換される。

第１図のリアクトル８を流れる電流i2はトランジスタ
Q1〜Q4のオン・オフ制御に対応して第５図に示す如く高
い周波数のリプルを含んだ近似正弦波になる。しかし、
高周波フィルタ６を有するので、高調波成分が除去さ
れ、入力電流i1は第４図に示すようなリプルを含まない
近似正弦波になる。また、電圧と電流とがほぼ同様にな
り、力率がほぼ１になる。

次に、電圧制御動作を説明する。第３図（Ｅ）（Ｆ）
の制御信号は、第１の誤差増幅器31及び比較器36に基づ
いて形成される。誤差増幅器31の一方の入力端子に第３
図（Ｇ）に示すリプルを含む電流検出波形F1が入力し、
他方の入力端子に乗算器33から第３図（Ｇ）に示す基準
正弦波F2が入力すると、誤差増幅器31の出力端子に接続
されたローパスフィルタ37の出力段に入力電流i2の情報
と出力電圧の情報とを含んだ電圧信号V1が得られる。第
３図（Ｃ）に示すように信号V1とのこぎり波発生回路38
から得られる第３図（Ｃ）ののこぎり波V2とが比較器36
で比較されると、信号V1をのこぎり波V2が横切るごとに
比較器36の出力が転換する。即ち、信号V1よりものこぎ
り波V2が高くなるt1〜t2、t3〜t4等の期間に比較器36の
出力が低レベルになり、第３図（Ｅ）（Ｆ）の低レベル
期間が決まる。第３図（Ｃ）の信号V1は出力電圧の変化
に追従して変化するので、t1〜t2、t3〜t4の時間幅が出
力電圧に応じて変化する。これにより、第３図（Ｈ）に
示す２次巻線14の電圧も変化し、出力電圧制御が達成さ
れる。

本実施例は次の効果を有する。

（１）交流電源１と電圧制御変換回路11との間に整流
回路を設けなくても電圧制御及び周波数変換回路11がイ
ンバータと等価に動作する。従って、整流回路の分だけ
装置のコストを低減させることができる。また、整流回
路における電力損失の分だけ効率を向上させることがで
できる。

（２）第１及び第２のトランジスタQ1、Q2に同一の制
御信号を与え、また、第３及び第４のトランジスタQ3、
Q4にも同一の制御信号を与えるようにしているので、制
御信号の形成が容易になる。

［第２の実施例］次に、第６図に示す第２の実施例の電源装置を説明す
る。但し、第６図において第１図と共通する部分には同
一の符号を付してその説明を省略する。この実施例では
第３及び第４の制御スイッチS3、S4が第３及び第４のト
ランジスタQ3、Q4とダイオードD3、D4とで形成されてい
る。第３及び第４の制御スイッチS3、S4はエミッタをサ
ブストレートに接続した絶縁ゲート型電界効果トランジ
スタであるので、ダイオードD3、D4を内蔵している。第
３及び第４の制御スイッチS3、S4は互いに直列に接され
且つ第２の１次巻線13にも直列に接続されている。ま
た、２次巻線14はセンタタップを有するように形成さ
れ、この２次巻線14は２つの整流ダイオード15、16を介
してコンデンサ20に接続されている。その他は第１図と
同一である。

第６図の第１〜第４のトランジスタQ1〜Q4を第１図と
同様に制御することによって同様な作用効果を得ること
ができる。

［変形例］本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。

（１）第７図に示す如く、第１及び第２の１次巻線1
2、13をセンタタップ型にすることができる。

（２）第１図及び第６図において、交流電圧の正の半
波の期間には第１及び第４のトランジスタQ1、Q4を通っ
て電流が流れるので、第２及び第３のトランジスタQ2、
Q3をオンにする必要がない。従って、正の半波の期間に
第２及び第３のトランジスタQ2、Q3をオン制御しないよ
うに構成することができる。同様に、交流電圧の負の半
波の期間に第１及び第４のトランジスタQ1、Q4をオン制
御しないように構成することができる。

（３）第６図の第３及び第４の制御スイッチS3、S4を
バイポーラトランジスタと整流ダイオードとの逆並列回
路で形成することができる。

（４）高周波フィルタ６を省くこと、整流回路19を省
くことが可能である。

（５）電流i2をライン９で検出しないで、第１及び第
２の１次巻線12、13の電流に基づいて求めることができ
る。

［発明の効果］上述から明らかなように、本願の各請求項の発明の電
源装置は、第１及び第２の交流スイッチ半段が同時にオ
ン状態になる区間を有する。第１及び第２の交流スイッ
チ手段が同時にオン状態になると、リアクトルが第１及
び第２の交流スイッチ手段を介して交流電源端子間に接
続され、交流電圧の振幅に対応した振幅を有する電流が
リアクトルを流れる。また、第１及び第２の交流スイッ
チ手段はリアクトルを流れる電流が基準正弦波に追従す
るように制御される。従って、力率改善及び入力電流波
形改善を行うことが可能になる。また、交流電圧を第１
及び第２の交流スイッチでオン・オフする構成であっ
て、入力段に整流回路が設けられていないので、整流回
路を省いた分だけコストの低減及び効率の向上を図るこ
とが可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる電源装置を示す
回路図、第２図は第１図の制御信号形成回路を示すブロック図、第３図は第１図及び第２図の各部の電圧波形図、第４図は第１図の入力電流の波形図、第５図は第１図のフィルタよりも後段の電流を原理的に
示す波形図、第６図は第２の実施例の電源装置を示す回路図、第７図は変形例の電源装置の一部を示す回路図である。 2,3……電源端子、８……リアクトル、11……電圧制御
及び周波数変換回路、12……第１の１次巻線、13……第
２の１次巻線、14……２次巻線、Q1〜Q4……トランジス
タ。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源が接続される第１及び第２の交流
電源端子と、前記第１及び第２の交流電源端子間に夫々接続されたト
ランスの第１及び第２の１次巻線と、前記第１の１次巻線に直列に接続された第１の交流スイ
ッチ手段と、前記第２の１次巻線に直列に接続された第２の交流スイ
ッチ手段と、前記第１の１次巻線に前記第１の交流電源端子から前記
第２の交流電源端子の方向の電流が流れた時に第１の方
向の電圧が発生し、前記第２の１次巻線に前記第１の交
流電源端子から前記第２の交流電源端子の方向の電流が
流れた時に前記第１の方向と逆の方向の第２の方向の電
圧が発生するように前記第１及び第２の１次巻線に電磁
結合された２次巻線と、前記第１及び第２の１次巻線と前記第１及び第２の交流
スイッチ手段とから成る回路部分と前記第１の交流電源
端子との間に直列に接続されたリアクトルと、前記リアクトルを通って流れる電流を検出するための電
流検出手段と、前記交流電源端子における交流電圧に同期した基準正弦
波を発生する基準正弦波発生手段と、前記電流検出手段と前記基準正弦波発生手段とに接続さ
れ、前記電流検出手段で検出された電流に対応する信号
と前記基準正弦波との差に対応する差信号を作成する差
信号作成手段と、前記差信号作成手段と前記第１及び第２の交流スイッチ
手段との間に接続されており、前記第１及び第２の交流
スイッチ手段のいずれか一方のみをオン状態にする区間
と前記第１及び第２の交流スイッチ手段を同時にオン状
態とする区間とが前記交流電圧の周波数よりも十分に高
い繰返し周波数で交互に得られるように前記第１及び第
２の交流スイッチ手段を制御すると共に、前記電流検出
手段で検出した電流が前記基準正弦波に追従するように
前記第１及び第２の交流スイッチ手段を制御する制御回
路とを備え、前記第１の交流スイッチ手段が、前記第１の１次巻線（12）に直列に接続され、且つ前記
第１の１次巻線（12）の正方向電流を制御することは可
能であるが、逆方向電流は阻止するように形成されてい
る第１の制御スイッチ（Q1）と、前記第１の制御スイッチ（Q1）に並列に接続され、且つ
前記第１の１次巻線（12）の逆方向電流を制御すること
は可能であるが、正方向電流は阻止するように形成され
ている第２の制御スイッチ（Q2）とから成ることを特徴
とする電源装置。
【請求項２】前記第２の交流スイッチ手段が、前記第２の１次巻線（13）に直列に接続され、且つ前記
第２の１次巻線（13）の逆方向電流を制御することは可
能であるが、正方向電流は阻止するように形成されてい
る第３の制御スイッチ（Q3）と、前記第３の制御スイッチ（Q3）に並列に接続され、且つ
前記第２の１次巻線（13）の正方向電流を制御すること
は可能であるが、逆方向電流は阻止するように形成され
ている第４の制御スイッチ（Q4）とから成るものである請求項１記載の電源装置。
【請求項３】前記第１及び第２の制御スイッチ（Q1）
（Q2）はトランジタである請求項１記載の電源装置。