JP2784951B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、整流回路とインバータとを含む電源装置に
関する。

［従来の技術］ インバータの直流電源は一般に整流回路で構成されて
いる。この整流回路を商用交流電源に接続した場合、入
力電圧は正弦波であるが、入力電流は必ずしも正弦波に
ならず且つ力率が１にならない。

整流回路の入力電流波形を正弦波に近似させ且つ力率
を１に近づけるために、整流回路の入力又は出力電源ラ
インにリアクトルを接続し、このリアクトルよりも後段
で電源ライン間をインバータのスイッチング素子で短絡
して入力電流波形を制御することは、特開昭63−190557
号公報に開示されている。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、この種の装置では交流入力電流を検出する
ことが必要になる。上記公開公報では変流器（CT）を使
用して整流回路の入力側で電流を検出している。この代
りに、整流回路の出力ラインに電流検出用抵抗又は直流
CTを接続して入力電流に対応する信号波形を得ることも
可能である。しかし、従来のCTによる検出方法では商用
交流周波数の段階で電流を検出するので、CTが比較的大
型且つコスト高になった。また、電流検出抵抗で検出す
る場合には電力損失が生じ、効率が低下する。また、ホ
ール素子等で電流を検出することが考えられるが、別電
源が必要になり、やはりコスト高になる。

そこで、本発明の目的は、整流回路とインバータ回路
とを含む電源装置の低コスト化、小型化を図ることにあ
る。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、正弦波交流電圧
を供給するための電源端子と、前記電源端子に接続され
た整流回路と、前記整流回路の一対の出力端子間に接続
され、且つ第１の方向の電流を流すためのスイッチング
素子と前記第１の方向と逆の第２の方向の電流を流すた
めのスイッチング素子とを有しているインバータ回路
と、磁心とこの磁心に巻き回された第１及び第２の１次
巻線と前記磁心に巻き回された２次巻線とから成り、前
記第１の１次巻線は前記インバータ回路の前記第１の方
向の電流が流れる通路に直列に接続され、前記第２の１
次巻線は前記インバータ回路の前記第２の方向の電流が
流れる通路に直列に接続され、且つ前記第１の１次巻線
の極性は前記第１の方向の電流によって前記磁心に第１
の方向の磁束が発生するように決定され、前記第２の１
次巻線の極線は前記第２の方向の電流によって前記磁心
に前記第１の方向の磁束と反対の第２の方向の磁束が発
生するように決定されている変流器と、前記変流器の前
記２次巻線の出力の絶対値を得るための絶対値回路と、
前記電源端子と前記インバータ回路との間の交流又は直
流の電源ラインに直列に接続されたリアクトルと、前記
交流電圧に同期した基準正弦波を発生する基準正弦波発
生手段と、前記絶対値回路と前記基準正弦波発生手段と
に結合され、前記絶対値回路から得られた電流に対応す
る信号と前記基準正弦波との差に対応する差信号を作成
する差信号作成手段と、前記インバータ回路のスイッチ
ング素子及び前記差信号作成手段に結合され、前記イン
バータ回路で直流電圧を交流電圧に変換するための信号
区間を有すると共に、前記整流回路の入力電流の波形を
前記基準正弦波に近似させるために整流回路の前記一対
の出力端子間を前記インバータ回路のスイッチング素子
に基づいて短絡するように前記スイッチング素子を制御
する信号区間を有する制御信号を形成して前記スイッチ
ング素子に供給する制御回路とを備えていることを特徴
とする電源装置に係わるものである。

［作 用］ 本発明においては、インバータ回路で断続した高周波
電流（高周波変調電流）を検出するのでこの小型化及び
低コスト化が達成される。従って、小型且つ低コストの
電源装置で入力電流波形の改善が可能になる。

［実施例］ 次に、第１図〜第８図に基づいて本発明の実施例に係
わるAC−DC−AC−DC変換回路からる電源装置を説明す
る。

［AC−DC−AC−DC変換回路］ 第１図の例えば50Hzの商用交流電源端子１、２にはリ
アクトル３とコンデンサ４とリアクトル７とから成る電
流波形改善用即ち高調波成分除去用フィルタ回路５が接
続されている。ブリッジ接続された４つのダイオード
８、９、10、11から成る整流回路12の一対の交流入力端
子はフィルタ回路５を介して電源端子１、２に接続され
ている。整流回路12の直流出力端子に接続された一対の
直流ライン13、14間には、インバータ回路100が接続さ
れている。このインバータ回路100は、第１、第２、第
３及び第４のスイッチQ1、Q2、Q3、Q4をブリッジ接続し
たインバータスイッチ回路15と出力トランス16とからな
る。各スイッチQ1、Q2、Q3、Q4はFET（電界効果トラン
ジスタ）で構成され、ここに並列にダイオードD1、D2、
D3、D4が接続されている。なお、一対の直流ライン13、
14間には、図示は省略されているが、電源端子１、２の
電源電圧とリアクトル３、７の電圧との和が所定値以上
になることを制限するためにダイオードを介してバリス
タとコンデンサとの並列回路が接続されている。出力ト
ランス16は１次巻線17と２次巻線18とを有し、１次巻線
17の一端が第１及び第２のスイッチQ1、Q2の間に接続さ
れ、他端が第３及び第４のスイッチQ3、Q4の間に接続さ
れている。２次巻線18には、ダイオード19、20、21、22
から成る出力整流回路23が接続されている。出力整流回
路23の対の出力ライン間には平滑コンデンサ24が接続さ
れている。直流出力端子25、26間には、例えばインバー
タを介して負荷回路が接続される。

インバータスイッチ回路15における第１〜第４のスイ
ッチQ1〜Q4は、直流を交流に変換するように駆動される
と共に、入力電流波形を改善するように短絡制御され
る。短絡制御は、第１のスイッチQ1と第２のスイッチQ2
とを同時にオン状態にすること、及び第３のスイッチQ3
と第４のスイッチQ4とを同時にオン状態にすることによ
って行う。これにより、一対の直流ライン13、14間が短
絡される。

インバータスイッチ回路15のインバータ制御と短絡制
御との両方を行うための制御回路101を説明する。コン
デンサ４の出力側の電流i2に対応する電流を検出するた
めの電流検出器（変流器）27が破線で原理的に示すよう
にインバータ回路100内に設けられている。また、検出
電流と比較するために基準正弦波を得るために商用交流
電源端子１、２に入力電圧検出回路28が接続されてい
る。この入力電圧検出回路28はトランス１次巻線29と２
次巻線30とから成る。勿論、電圧検出回路28は分圧抵抗
で構成してもよい。インバータ回路100の出力交流電圧
に対応する直流出力電圧を検出するために直流出力端子
25、26に出力電圧検出回路31が接続されている。この出
力電圧検出回路31は分圧抵抗23、33から成る。

電流検出器27は絶対値回路としての第１の全波整流回
路34を介して第１の誤差増幅器35の一方の入力端子（反
転入力端子）に接続されている。入力電圧検出回路28の
出力ラインは第２の全波整流回路46と係数回路即ち乗算
器37とを介して第１の誤差増幅器35の他方の入力端子
（非反転入力端子）に接続されている。第１の誤差増幅
器35はリプル成分を含む電流i2と正弦波電圧との差に対
応した出力を発生する。

出力電圧を一定に保つようにインバータスイッチ回路
15を制御するために、出力電圧検出回路31の出力ライン
が第２の誤差増幅器38の一方の入力端子（反転入力）に
接続され、この誤差増幅器38の他方の入力端子（反転入
力）に基準電圧源39が接続されている。この第２の誤差
増幅器38は検出電圧と基準電圧との差に対応した出力電
圧を発生し、乗算器37に送る。乗算器37は第２の全波整
流回路36から与えられる基準正弦波波形（全波整流波
形）の振幅に第２の誤差増幅器38の出力を掛けた値を第
１の誤差増幅器35の非反転入力端子に与える。

電圧比較器40の一方の入力端子（反転入力）はローパ
スフィルタ43を介して第１の誤差増幅器35の出力端子に
接続され、他方の入力端子（非反転入力）はのこぎり波
発生回路41に接続されている。この比較器40は両入力の
比較出力を２値形式で出力する。

比較器40の出力端子に接続されたスイッチ制御信号形
成回路42は、比較器40の出力に基づいてスイッチQ1〜Q4
の制御信号を形成する。この制御信号形成回路42の出力
ラインは、図示が省略されているが、各スイッチQ2〜Q4
の制御端子（ゲート）に接続されている。

制御信号形成回路42は、第３図に示す如く、矩形波発
生回路50と、NOT回路51と、トリガパルス発生回路52
と、トリガタイプ・フリップフロップ53とから成る。矩
形波発生回路50は第２図（Ｂ）に示す第１のスイッチQ1
をオン・オフ制御するための固定の矩形波パルスを発生
する。NOT回路51は矩形波発生回路50に接続され、第２
図（Ｃ）に示す第３のスイッチQ3を制御する矩形波を発
生する。矩形波発生回路50はのこぎり波発生回路41にも
接続されている。のこぎり波発生回路41は、第２図
（Ｂ）の矩形波発生回路50の出力波形に同期して第２図
（Ａ）に示すのこぎり波A2を発生する。即ち、第２図
（Ｂ）のパルスの前縁と後縁とに応答してのこぎり波発
生回路41はのこぎり波A2を発生する。

比較器40は、第２図（Ａ）に示す信号A1とのこぎり波
A2との比較に基づいて第４図（Ａ）に示す比較出力を発
生する。比較器40に接続されたトリガパルス発生回路52
は、第４図（Ａ）に示す比較出力パルスの前縁に応答し
て第４図（Ｂ）のトリガパルスを発生する。トリガパル
ス・フリップフロップ53のトリガ入力端子Ｔにトリガパ
ルス発生回路52から第４図（Ｂ）のトリガパルスが入力
する毎にフリップフロップ53の出力端子の状態が変化
し、第４図（Ｃ）に示すスイッチ制御信号を非反転出力
端子から第２のスイッチQ2に与え、第４図（Ｄ）に示す
スイッチ制御信号を反転出力端子から第４のスイッチQ4
に与える。

第１図の回路の各部の定数は次の通りである。リアク
トル３及び７のインダクタンス値は共に100μＨ（マイ
クロヘンリー）であり、コンデンサ４の静電容量値は10
μＦ（マイクロファラッド）であり、のこぎり波発生回
路41から発生する第２図（Ａ）ののこぎり波A2の周波数
は100kHzである。

［電流検出装置］ 第１図の電源装置においては、交流入力電流i2を検出
することが必要になる。本実施例ではこの入力電流i2を
直接に検出せずに、インバータ回路100に設けた電流検
出器（高周波変流器）27に基づいて間接的に検出してい
る。第５図はこの電流検出器27とインバータ回路100と
の接続関係を示し、第６図は交流入力電流i2と、電流検
出器27の出力電圧と、この絶対値即ち第１図の全波整流
回路34の出力とを示す。

電流検出器27は、磁心60と第１及び第２の１次巻線6
1、62と、２次巻線（出力巻線）63と、出力抵抗64とか
ら成る。第１の１次巻線61の一方の端子65は第１のスイ
ッチング素子Q1に接続され、他方の端子66はトランス16
の１次巻線17の上端及び第２のスイッチング素子Q2に接
続されている。第２の１次巻線62の一方の端子67は第３
のスイッチング素子Q3に接続され、他方の端子68はトラ
ンス16の１次巻線17の下端及び第４のスイッチング素子
Q4に接続されている。また、第１の１次巻線61は、第１
のスイッチング素子Q1を通って第５図で矢印で示す方向
に第１の電流Iaが流れた時に矢印69で示す第１の方向の
磁束が磁心60に発生するように巻回されている。第２の
１次巻線62は第３のスイッチング素子Q3を通って電流Ib
が矢印で示す方向に流れた時に、矢印69で示す第１の方
向の磁束と反対の向きの矢印70で示す第２の方向の磁束
が磁心60に発生するように巻回されている。第６図にお
いて、t0〜t2、t4〜t6で第１のスイッチング素子Q1がオ
ンになり、第１の電流Iaが流れ、t2〜t4、t6〜t8で第３
のスイッチング素子Q3がオンになり、第２の電流Ibが流
れる。なお、第６図（Ａ）及び（Ｃ）の電流波形は、第
２図（Ｆ）の電流波形F1に対応している。第１の電流Ia
と第２の電流Ibは同時に流れないので、２次巻線63の出
力端子71、72には第６図（Ｂ）に示す電流検出電圧Vct
を得ることができる。即ち、第１の電流Iaが流れている
期間t0〜t2、t4〜t6には正方向の電流検出電圧Vctが得
られ、第２の電流Ibが流れている期間t2〜t4、t6〜t8に
は逆方向の電流検出電圧Vctが得られる。電流検出器27
の出力端子71、72の電流検出電圧Vctを第１図の全波整
流回路34に入力させて全波整流出力（絶対値）を求める
と、第６図（Ｃ）の波形F1を得ることができる。この波
形F1は交流入力電流i2の全波整流波形に対応している。
電流検出器27における第１及び第２の電流Ia、Ibは、高
周波数（50kHz）で断続される。この結果、電流検出器2
7は高周波CTに構成することが可能になり、大幅な小型
化及び低コスト化が達成される。即ち、商用周波数のCT
に比べて本実施例の高周波CTは、磁心の直径が3/8程度
になり、コストが1/10以下になる。

［変換動作］ 次に、第１図の回路の動作を説明する。第１図の回路
では、整流回路12の出力ライン13、14間に、50Hzの交流
電源電圧の全波整流波形を平滑するためのコンデンサは
接続されていない。従って、インバータスイッチ回路15
には、電源端子１、２の交流電源電圧とリアクトル３及
び７に蓄積されたエネルギーに基づく電圧との和を整流
回路12で全波整流した電圧が印加される。インバータス
イッチ回路15のスイッチQ1〜Q4がオン・オフ制御される
と、整流回路12の入力側及び出力側の電流もこれに追従
して変化する。インバータスイッチ回路15のスイッチQ1
〜Q4のオン・オフ周波数は50kHzであって、入力端子
１、２の電源周波数（50Hz）よりも十分に高いので、第
１図のリアクトル７を流れる電流i2はスイッチQ1〜Q4の
オン・オフ制御に対応して第８図に示す如く高い周波数
のリプルを含んだ近似正弦波になる。しかし、コンデン
サ４を有するので、高調波成分が除去され、入力電流i1
は第７図に示すようなリプルを含まない近似正弦波にな
る。

第１図の回路を動作させる場合には、のこぎり波発生
回路41から第２図（Ａ）に示すのこぎり波A2と、第２図
（Ｂ）の第１のスイッチQ1の制御信号と、第２図（Ｃ）
の第３のスイッチQ3の制御信号とを互いに同期させて固
定的に発生させる。また、第２図（Ｂ）（Ｃ）の第１及
び第３のスイッチQ1、Q3の制御信号に対して180度より
大きな位相差を有する第２図（Ｄ）（Ｅ）の制御信号を
形成し、これ等を第２及び第４のスイッチQ2、Q4に加え
る。

第２図（Ｄ）（Ｅ）の制御信号は、第１の誤差増幅器
35及び比較器40に基づいて形成される。誤差増幅器35の
一方の入力端子に第２図（Ｆ）に示すリプルを含む電流
検出信号F1が入力し、他方の入力端子に乗算器37から第
２図（Ｆ）に示す基準正弦波F2が入力すると、誤差増幅
器35の出力端子に接続されたローパスフィルタ43の出力
段に入力電流i2の情報と出力電圧の情報とを含んだ信号
A1が得られる。第２図（Ａ）に示すように信号A1とのこ
ぎり波発生回路41から得られる第２図（Ａ）ののこぎり
波A2とが比較器40で比較されると、信号A1をのこぎり波
A2が横切るごとに比較器40の出力が転換する。即ち、信
号A1よりものこぎり波A2が高くなるt1〜t2、t3〜t4等の
期間に比較器40の出力が高レベルになり、第４図（Ａ）
の波形が得られる。制御信号形成回路42は、比較器40の
出力に基づいて、第３図及び第４図で説明したように第
２図（Ｄ）（Ｅ）に示す第２及び第４のスイッチQ2、Q4
の制御信号を形成する。即ち、t1で比較器40の出力が反
転することに応答して第２のスイッチQ2の制御信号を低
レベルに戻し、逆に第４のスイッチQ4の制御信号を高レ
ベルに反転させる。t3時点で再び比較器40の出力が高レ
ベルに転換した時に第２のスイッチQ2の制御信号を高レ
ベルに転換させ、第４のスイッチQ4の制御信号を低レベ
ルに転換させる。のこぎり波A2が信号A1のレベルを高い
方から低い方向に向って横切るt2、t4等の時点は第２及
び第４のスイッチQ2、Q4の制御信号に無関係である。

第２図のt0〜t1、t4〜t5期間には、第１及び第２のス
イッチQ1、Q2が共にオン状態になるので、直流ライン1
3、14間がこのスイッチQ1、Q2で短絡される。この結
果、リアクトル７を通って流れ込む電流i2が第２図のt0
〜t1に示すように増大する。t1〜t2期間になると、第２
のスイッチQ2がオフになるため、短絡が解除され、第１
のスイッチQ1と出力トランス16の１次巻線17と第４のト
ランジスタQ4とから成る回路が形成されるので、電流i2
は減少する。なお、この時、交流電源電圧とリアクトル
３及び７の電圧との和が整流回路12に入力する。従っ
て、インバータ回路100の入力電圧は交流電源電圧を整
流した電圧よりもリアクトルの電圧の分だけ高くなる。

t2〜t3のスイッチQ3と第４のスイッチQ4とが同時にオ
ン状態になると、再び短絡回路が形成され、電流i2は再
び増大する。しかし、t3で第４のスイッチQ4がオフにな
ると、第３のスイッチQ3と１次巻線17と第２のスイッチ
Q2とから成る回路が形成され、再び電流i2は減少する。
交流電源電圧は正弦波で変化し、これが基準として誤差
増幅器35に与えられているので、電流i2も正弦波電圧に
沿って変化する。インバータスイッチ回路15が出力電圧
を発生しないt0〜t1、t2〜t3、t4〜t5等の期間であって
も、スイッチQ1〜Q4で短絡回路が形成されているで、リ
アクトル３及び７を通って電流が流れる。このため、入
力電流i2の振幅が制御され、この波形を正弦波に近似さ
せることができる。第１の誤差増幅器35で電流検出信号
F1と比較するための基準正弦波が電源端子１、２の電圧
に基づいて形成されているので、入力電圧と入力電流と
を同相にして力率を１にすることもできる。

直流出力電圧検出回路31の検出値が変化すると、第２
の誤差増幅器38の出力レベルが変化し、乗算器37の出力
のレベル即ち基準正弦波の振幅が変化し、第１の誤差増
幅器35の出力レベルも変化し、短絡時間幅α即ちインバ
ータの出力電圧幅が変化し、電圧が調整される。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。

（１） 第９図に示す如く、整流回路12の出力側にリア
クトル７を移してもよい。即ち高調波成分除去フィルタ
５をリアクトル３とコンデンサ４とから成る第１の部分
5aとリアクトル７から成る第２の部分5bとに分割しても
よい。

（２） 第10図に示す如く、２つのリアクトル３、７と
コンデンサ４とから成るフィルタ５の全部を整流回路12
の出力ライン13、14に接続してもよい。

（３） 第11図に示すように、直流ライン13と第１及び
第３のスイッチング素子Q1、Q3との間に電流検出器27を
接続しても、第５図と同一の作用効果を得ることができ
る。

（４） 第12図に示すように、第２及び第４のスイッチ
ング素子Q2、Q4と直流ライン14との間に電流検出器27を
接続しても第５図と同一の作用効果を得ることができ
る。

（５） 出力段の整流回路60を省いた装置にも本発明を
適用することができる。

［発明の効果］ 上述から明らかなように、本発明によれば入力電流波
形の改善が可能な電源装置の小型化及び低コスト化を図
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わる電源装置を示す回路
図、 第２図は第１図の各部の電圧波形図、 第３図は第１図の制御信号形成回路を示すブロック図、 第４図は第３図の各部の電圧波形図、 第５図は第１図のインバータ回路と電流検出器の関係を
詳しく示す回路図、 第６図は第５図の電流検出器の原理を説明するための波
形図、 第７図は第１図の入力電流の波形図、 第８図は第１図のフィルタよりも後段の電流を原理的に
示す波形図、 第９図及び第10図は電源装置の変形例を夫々示す回路
図、 第11図及び第12図は電流検出器の接続の変形例を夫々示
す回路図である。 ７……リアクトル、12……整流回路、15……インバータ
スイッチ回路、16……トランス、27……電流検出器、34
……全波整流回路、Q1〜Q4……第１〜第４のスイッチン
グ素子。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44 H02M 7/00 - 7/98

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】正弦波交流電圧を供給するための電源端子
   と、 前記電源端子に接続された整流回路と、 前記整流回路の一対の出力端子間に接続され、且つ第１
   の方向の電流を流すためのスイッチング素子と前記第１
   の方向と逆の第２の方向の電流を流すためのスイッチン
   グ素子とを有しているインバータ回路と、 磁心とこの磁心に巻き回された第１及び第２の１次巻線
   と前記磁心に巻き回された２次巻線とから成り、前記第
   １の１次巻線は前記インバータ回路の前記第１の方向の
   電流が流れる通路に直列に接続され、前記第２の１次巻
   線は前記インバータ回路の前記第２の方向の電流が流れ
   る通路に直列に接続され、且つ前記第１の１次巻線の極
   性は前記第１の方向の電流によって前記磁心に第１の方
   向の磁束が発生するように決定され、前記第２の１次巻
   線の極線は前記第２の方向の電流によって前記磁心に前
   記第１の方向の磁束と反対の第２の方向の磁束が発生す
   るように決定されている変流器と、 前記変流器の前記２次巻線の出力の絶対値を得るための
   絶対値回路と、 前記電源端子と前記インバータ回路との間の交流又は直
   流の電源ラインに直列に接続されたリアクトルと、 前記交流電圧に同期した基準正弦波を発生する基準正弦
   波発生手段と、 前記絶対値回路と前記基準正弦波発生手段とに結合さ
   れ、前記絶対値回路から得られた電流に対応する信号と
   前記基準正弦波との差に対応する差信号を作成する差信
   号作成手段と、 前記インバータ回路のスイッチング素子及び前記差信号
   作成手段に結合され、前記インバータ回路で直流電圧を
   交流電圧に変換するための信号区間を有すると共に、前
   記整流回路の入力電流の波形を前記基準正弦波に近似さ
   せるために整流回路の前記一対の出力端子間を前記イン
   バータ回路のスイッチング素子に基づいて短絡するよう
   に前記スイッチング素子を制御する信号区間を有する制
   御信号を形成して前記スイッチング素子に供給する制御
   回路と を備えていることを特徴とする電源装置。