JP2676070B2 - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は入力電流を正弦波にできる小形で軽量な直
流電源装置に関するものである。
流電源装置に関するものである。
「従来の技術」 入力電流の正弦波化を目的とした直流電源装置の従来
例を第３図に示す。
例を第３図に示す。
商用３相交流電源１は入力フィルタ部３を介して電力
変換部10に接続され、電力変換部10の出力側はトランス
５の１次側に接続され、トランス５の２次側は出力整流
部６に接続され、出力整流部６の出力側は出力フィルタ
部７を介して負荷８に接続される。電力変換部において
半導体スイッチ11,14が直列に接続され、半導体スイッ
チ12,15が直列に接続され、半導体スイッチ13,16が直列
に接続され、これら３つの直列接続は並列に接続されて
トランス５の１次側に接続され、半導体スイッチ11,14
の接続点にＲ線が、半導体ステッチ12,15の接続点にＳ
線が、半導体スイッチ13,16の接続点にＴ線がそれぞれ
接続される。商用３相交流電源１は制御回路30の入力電
圧検出回路201に接続され、制御回路20において入力電
圧検出回路201の出力側は比較器202及びスイッチ素子オ
ン順序決定回路204に接続され、スイッチ素子オン順序
決定回路204は鋸波発生器203に接続され、鋸波発生回路
203の出力側は比較器202の他方の入力側に接続される。
比較器202の出力側及びスイッチ素子オン順序決定回路2
04は駆動信号発生回路211〜216に接続され、駆動信号発
生回路211〜216はそれぞれ半導体スイッチ11〜16に接続
される。
変換部10に接続され、電力変換部10の出力側はトランス
５の１次側に接続され、トランス５の２次側は出力整流
部６に接続され、出力整流部６の出力側は出力フィルタ
部７を介して負荷８に接続される。電力変換部において
半導体スイッチ11,14が直列に接続され、半導体スイッ
チ12,15が直列に接続され、半導体スイッチ13,16が直列
に接続され、これら３つの直列接続は並列に接続されて
トランス５の１次側に接続され、半導体スイッチ11,14
の接続点にＲ線が、半導体ステッチ12,15の接続点にＳ
線が、半導体スイッチ13,16の接続点にＴ線がそれぞれ
接続される。商用３相交流電源１は制御回路30の入力電
圧検出回路201に接続され、制御回路20において入力電
圧検出回路201の出力側は比較器202及びスイッチ素子オ
ン順序決定回路204に接続され、スイッチ素子オン順序
決定回路204は鋸波発生器203に接続され、鋸波発生回路
203の出力側は比較器202の他方の入力側に接続される。
比較器202の出力側及びスイッチ素子オン順序決定回路2
04は駆動信号発生回路211〜216に接続され、駆動信号発
生回路211〜216はそれぞれ半導体スイッチ11〜16に接続
される。
３相交流電源１からの交流電圧は、入力フィルタ部３
でノイズ分が低減され、さらに電力変換部10にて商用３
相交流電源１の周波数より高い周波数によりスイッチン
グされ、トランス５の出力側に高周波交流電圧が発生す
る。このトランス５からの交流出力は出力整流部６にて
整流され、出力フィルタ部７により平滑されて、直流出
力として負荷８に供給される。
でノイズ分が低減され、さらに電力変換部10にて商用３
相交流電源１の周波数より高い周波数によりスイッチン
グされ、トランス５の出力側に高周波交流電圧が発生す
る。このトランス５からの交流出力は出力整流部６にて
整流され、出力フィルタ部７により平滑されて、直流出
力として負荷８に供給される。
制御回路20においては、入力電圧検出回路201により
検出した商用３相交流電源１からの各線間電圧波形ｅと
鋸波発生器203により作られた一定の角度をもった鋸波
ｆ′を比較器202により比較し、線間電圧に比例したパ
ルス幅信号ｇ′を得て各半導体スイッチ11〜16のオンパ
ルス幅を各線間電圧に比例させるように制御すると共
に、スイッチ素子オン順序決定回路204により各スイッ
チ素子のオン順序を決定し、駆動信号発生回路211〜216
により各半導体スイッチ11〜16にオン信号を送出する。
検出した商用３相交流電源１からの各線間電圧波形ｅと
鋸波発生器203により作られた一定の角度をもった鋸波
ｆ′を比較器202により比較し、線間電圧に比例したパ
ルス幅信号ｇ′を得て各半導体スイッチ11〜16のオンパ
ルス幅を各線間電圧に比例させるように制御すると共
に、スイッチ素子オン順序決定回路204により各スイッ
チ素子のオン順序を決定し、駆動信号発生回路211〜216
により各半導体スイッチ11〜16にオン信号を送出する。
第４図に各部波形の一例を示す。第４図は、電力供給
する相の順序を線間電圧の中→大→小順とした場合のト
ランスに加わる電圧パルスとＲ相電流パルスの波形であ
る。商用入力の１サイクルを電力変換部10の変換周期に
より多数の区間に分け、各区間の中で線間電圧が中→大
→小の相順に電力を供給する。例えば、第４図の区間Ａ
における各線間電圧と鋸波、及び各スイッチ素子11〜16
のオン信号との関係は第５図のようになる。すなわち、
時刻t1〜t2ではＴ−Ｒ間の電圧が「中」であるから、ス
イッチ13,14をオンさせてＴ−Ｒ間より負荷側へ電力を
供給し、ついでt2〜t3ではスイッチ13,15、t3〜t4では
スイッチ11,15をオンさせてそれぞれＳ−Ｔ間（大）、
Ｒ−Ｓ間（小）より電力を供給した後、スイッチ12,16
をオンすることにより、トランス５の励磁エネルギーを
電源側に帰還させる。この時、各スイッチのオン時間
は、一定の傾きθを持った鋸波と各線間電圧の比較によ
り決定し、オン時間が各線間電圧、すなわち正弦波に比
例するように制御される。ある単位時間における電流の
平均値は、電波パルスの波高幅とパルス幅（時間）の積
に比例するため、電流パルスの波高値が一定である場
合、電流パルスの幅を正弦波に比例させることにより、
電流を正弦波状に制御することができる。従って、この
従来例では以上述べたような一連の動作を行わしめるこ
とにより、トランス５の１次側に流れる電流パルスの波
高値が一定に保たれている場合、例えばＲ相の電流は第
４図（ｂ）のように各電流パルスの面積が正弦波に比例
した電流パルスの集まりとなり、この電流パルスを入力
フィルタ部３で平滑することにより、入力電流を正弦波
にすることができる。
する相の順序を線間電圧の中→大→小順とした場合のト
ランスに加わる電圧パルスとＲ相電流パルスの波形であ
る。商用入力の１サイクルを電力変換部10の変換周期に
より多数の区間に分け、各区間の中で線間電圧が中→大
→小の相順に電力を供給する。例えば、第４図の区間Ａ
における各線間電圧と鋸波、及び各スイッチ素子11〜16
のオン信号との関係は第５図のようになる。すなわち、
時刻t1〜t2ではＴ−Ｒ間の電圧が「中」であるから、ス
イッチ13,14をオンさせてＴ−Ｒ間より負荷側へ電力を
供給し、ついでt2〜t3ではスイッチ13,15、t3〜t4では
スイッチ11,15をオンさせてそれぞれＳ−Ｔ間（大）、
Ｒ−Ｓ間（小）より電力を供給した後、スイッチ12,16
をオンすることにより、トランス５の励磁エネルギーを
電源側に帰還させる。この時、各スイッチのオン時間
は、一定の傾きθを持った鋸波と各線間電圧の比較によ
り決定し、オン時間が各線間電圧、すなわち正弦波に比
例するように制御される。ある単位時間における電流の
平均値は、電波パルスの波高幅とパルス幅（時間）の積
に比例するため、電流パルスの波高値が一定である場
合、電流パルスの幅を正弦波に比例させることにより、
電流を正弦波状に制御することができる。従って、この
従来例では以上述べたような一連の動作を行わしめるこ
とにより、トランス５の１次側に流れる電流パルスの波
高値が一定に保たれている場合、例えばＲ相の電流は第
４図（ｂ）のように各電流パルスの面積が正弦波に比例
した電流パルスの集まりとなり、この電流パルスを入力
フィルタ部３で平滑することにより、入力電流を正弦波
にすることができる。
しかし、波高値が変化すると各電流パルスの面積が正
弦波に比例しないため、入力電流の歪率が増加する。し
たがって、入力電流を正弦波化するためには、トランス
５の１次側における各電流パルスの波高値の変化を小さ
く抑えることが必要である。電流パルスの波高値が変化
するのは、トランス５の励磁電流や出力電流リプル分が
トランス１次側電流に重畳されることが原因であること
から、トランス５の励磁インダクタンス、及び、出力フ
ィルタ部７に使用するリアクトルのインダクタンスの値
を大きくすれば、励磁電流や出力電流リプル分を小さく
でき、電流パルスの波高値の変化も小さく抑えられる。
弦波に比例しないため、入力電流の歪率が増加する。し
たがって、入力電流を正弦波化するためには、トランス
５の１次側における各電流パルスの波高値の変化を小さ
く抑えることが必要である。電流パルスの波高値が変化
するのは、トランス５の励磁電流や出力電流リプル分が
トランス１次側電流に重畳されることが原因であること
から、トランス５の励磁インダクタンス、及び、出力フ
ィルタ部７に使用するリアクトルのインダクタンスの値
を大きくすれば、励磁電流や出力電流リプル分を小さく
でき、電流パルスの波高値の変化も小さく抑えられる。
以上のことから、従来の装置では電流パルスの波高値
の変化を小さくし、入力電流を正弦波化するために、ト
ランスの励磁インダクタンス、及び、出力フィルタに使
用するリアクトルの値を大きく設計する必要が有り、そ
のため、装置が大形化したり、コストが増加するという
問題点があった。
の変化を小さくし、入力電流を正弦波化するために、ト
ランスの励磁インダクタンス、及び、出力フィルタに使
用するリアクトルの値を大きく設計する必要が有り、そ
のため、装置が大形化したり、コストが増加するという
問題点があった。
「課題を解決するための手段」 この発明によれば１変換周期内のトランスの１次側電
流の変化分を検出し、この変化分によってもオンパルス
幅を制御するパルス幅補正回路を制御回路に設ける。つ
まり１変換周期内のトランスの１次側電流の変化分と各
線間電圧とから各半導体スイッチのオンパルス幅を決定
する。このようにして入力電流を正弦波にできる小形、
軽量で経済的な直流電源装置が得られる。
流の変化分を検出し、この変化分によってもオンパルス
幅を制御するパルス幅補正回路を制御回路に設ける。つ
まり１変換周期内のトランスの１次側電流の変化分と各
線間電圧とから各半導体スイッチのオンパルス幅を決定
する。このようにして入力電流を正弦波にできる小形、
軽量で経済的な直流電源装置が得られる。
「実施例」 第１図はこの発明の実施例を示す回路図である。この
発明においてはパルス幅補正回路220が設けられる。パ
ルス幅補正回路220は電流検出回路221、サンプルホール
ド回路222、極性反転回路223、加算器224により構成さ
れる。その他の第３図と同一番号は第３図と同一物を示
す。
発明においてはパルス幅補正回路220が設けられる。パ
ルス幅補正回路220は電流検出回路221、サンプルホール
ド回路222、極性反転回路223、加算器224により構成さ
れる。その他の第３図と同一番号は第３図と同一物を示
す。
この発明の実施例において、主回路の動作は従来装置
と同様であるため説明を省略し、以下に、この発明のパ
ルス幅補正回路220と比較器202、及び、鋸波発生器203
の動作を示す。
と同様であるため説明を省略し、以下に、この発明のパ
ルス幅補正回路220と比較器202、及び、鋸波発生器203
の動作を示す。
第２図に、トランス５や出力フィルタ部７に使用する
リアクトルのインダクタンスの影響により、Ｒ相電流パ
ルスの波高値が一定でなく、電流パルスの開始点と終了
点に△ｉだけ差が生じた場合の、パルス幅補正回路220
の各部波形を示す。電流検出回路221により検出された
トランスの１次側電流波形第２図ａは、サンプルホール
ド回路222と加算器224に入力される。サンプルホールド
回路222は電流の立上り時の値をトランス５の１次側電
流が零になるまで保ち、第２図ｂに示した波形を極性反
転回路223に出力する。極性反転回路223は第２図ｂの波
形の極性を反転させ、反転した第２図ｃに示す波形を加
算器224に出力する。加算器224は第２図ａに示すトラン
スの１次側電流波形と第２図ｃに示す波形を加算する。
従って、加算器224の出力は第２図ｄに示すようにトラ
ンス５の１次側電流変化分のみの波となり、このパルス
幅補正回路220によりトランスの１次側電流の変化分の
みを検出することができる。
リアクトルのインダクタンスの影響により、Ｒ相電流パ
ルスの波高値が一定でなく、電流パルスの開始点と終了
点に△ｉだけ差が生じた場合の、パルス幅補正回路220
の各部波形を示す。電流検出回路221により検出された
トランスの１次側電流波形第２図ａは、サンプルホール
ド回路222と加算器224に入力される。サンプルホールド
回路222は電流の立上り時の値をトランス５の１次側電
流が零になるまで保ち、第２図ｂに示した波形を極性反
転回路223に出力する。極性反転回路223は第２図ｂの波
形の極性を反転させ、反転した第２図ｃに示す波形を加
算器224に出力する。加算器224は第２図ａに示すトラン
スの１次側電流波形と第２図ｃに示す波形を加算する。
従って、加算器224の出力は第２図ｄに示すようにトラ
ンス５の１次側電流変化分のみの波となり、このパルス
幅補正回路220によりトランスの１次側電流の変化分の
みを検出することができる。
加算器225の出力であるトランス５の１次側電流の上
昇分△ｉは鋸波発生器203に入力され、上昇分△ｉの大
きさに従って従来例の鋸歯ｆ′よりも大きな角度θ２を
もった鋸波ｆを発生する。比較器202では各線間電圧波
形ｅと鋸波ｆを比較し、従来のパルス幅信号ｇ′よりも
パルス幅の小さいパルス幅信号ｇを発生する。よって、
トランス５や出力フィルタ部７に使用するリアクトルの
インダクタンスの影響により電流パルスの波高値が上昇
しても、その上昇分△ｉによる電流の増加を、パルス幅
を狭くすることにより等価的に減少させ、電流パルスの
パルス幅と波高値の積を電流パルスの波高値が変化しな
いときと等しくさせることが出来る。
昇分△ｉは鋸波発生器203に入力され、上昇分△ｉの大
きさに従って従来例の鋸歯ｆ′よりも大きな角度θ２を
もった鋸波ｆを発生する。比較器202では各線間電圧波
形ｅと鋸波ｆを比較し、従来のパルス幅信号ｇ′よりも
パルス幅の小さいパルス幅信号ｇを発生する。よって、
トランス５や出力フィルタ部７に使用するリアクトルの
インダクタンスの影響により電流パルスの波高値が上昇
しても、その上昇分△ｉによる電流の増加を、パルス幅
を狭くすることにより等価的に減少させ、電流パルスの
パルス幅と波高値の積を電流パルスの波高値が変化しな
いときと等しくさせることが出来る。
以上述べた理由により、トランス５や出力フィルタ部
７に使用するリアクトルのインダクタンスを小さく設計
し、電流パルスの波高値が上昇しても、その電流パルス
の波高値の上昇分△ｉによる電流の増加をパルス幅を狭
めて抑えることが出来る。その結果、各相の入力電流は
各電流パルスの面積が正弦波に比例した電流パルスの集
まりとなり、この電流パルスを入力フィルタ３で平滑す
ることにより、入力電流を正弦波にすることができる。
７に使用するリアクトルのインダクタンスを小さく設計
し、電流パルスの波高値が上昇しても、その電流パルス
の波高値の上昇分△ｉによる電流の増加をパルス幅を狭
めて抑えることが出来る。その結果、各相の入力電流は
各電流パルスの面積が正弦波に比例した電流パルスの集
まりとなり、この電流パルスを入力フィルタ３で平滑す
ることにより、入力電流を正弦波にすることができる。
なお、この実施例ではトランスの１次側電流を検出し
て制御を行っているが、各半導体スイッチ11〜16の電流
を検出して制御を行っても同様の結果が得られることは
いうまでもない。
て制御を行っているが、各半導体スイッチ11〜16の電流
を検出して制御を行っても同様の結果が得られることは
いうまでもない。
「発明の効果」 以上説明したように、この発明によればトランスの励
磁電流や出力フィルタに使用するリアクトルのインダク
タンスの影響により電流パルスの波高値が変化しても、
その変化に伴う電流の変化分を補正でき、入力電流を精
度よく正弦波にすることが出来るので、トランスや出力
フィルタに使用するリアクトルのインダクタンスを小さ
く設計でき、装置の小形化、経済化を達成することがで
きる。
磁電流や出力フィルタに使用するリアクトルのインダク
タンスの影響により電流パルスの波高値が変化しても、
その変化に伴う電流の変化分を補正でき、入力電流を精
度よく正弦波にすることが出来るので、トランスや出力
フィルタに使用するリアクトルのインダクタンスを小さ
く設計でき、装置の小形化、経済化を達成することがで
きる。
第１図はこの発明による直流電源装置の実施例を示すブ
ロック図、第２図はパルス補正回路220における各部波
形及び比較器202の入出力信号を示す図、第３図は従来
の直流電源装置を示すブロック図、第４図はトランスに
加わる電圧と、Ｒ相に流れる電流パルスの１例を示す
図、第５図は各線間電圧波形と鋸波により得られる各半
導体スイッチ11,12,13,14,15,16の駆動信号を示す図で
ある。
ロック図、第２図はパルス補正回路220における各部波
形及び比較器202の入出力信号を示す図、第３図は従来
の直流電源装置を示すブロック図、第４図はトランスに
加わる電圧と、Ｒ相に流れる電流パルスの１例を示す
図、第５図は各線間電圧波形と鋸波により得られる各半
導体スイッチ11,12,13,14,15,16の駆動信号を示す図で
ある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−63977（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−202164（ＪＰ，Ａ) 実公 昭42−20847（ＪＰ，Ｙ１)
Claims (1)
- 【請求項１】３相交流電源と、前記３相交流電源と入力
フィルタを介して前記３相交流電源の周波数より高い周
波数でスイッチングし、トランスの出力側に高周波交流
電圧を発生させる複数の半導体スイッチからなる電力変
換部と、前記トランスの出力を整流・平滑する出力整流
部及び出力フィルタと、前記３相交流電源からの各線間
電圧に比例したオンパルス幅によりこれに対応する前記
半導体スイッチを順次オンさせ、各線間電圧から負荷側
に電力を供給すると共に、前記トランスの励磁エネルギ
ーを前記半導体スイッチを介して前記３相交流電源に帰
還させるという一連の動作を１変換周期内で行わしめる
ように前記電力変換部を制御する制御回路とからなる直
流電源装置において、 前記制御回路に前記変換周期内のトランスの１次側電流
の変化分を検出し、この変化分によってもオンパルス幅
を制御するパルス幅補正回路を具備させたことを特徴と
する直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27881688A JP2676070B2 (ja) | 1988-11-02 | 1988-11-02 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27881688A JP2676070B2 (ja) | 1988-11-02 | 1988-11-02 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02131368A JPH02131368A (ja) | 1990-05-21 |
| JP2676070B2 true JP2676070B2 (ja) | 1997-11-12 |
Family
ID=17602555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27881688A Expired - Fee Related JP2676070B2 (ja) | 1988-11-02 | 1988-11-02 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2676070B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5377604B2 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-12-25 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5377603B2 (ja) * | 2011-09-06 | 2013-12-25 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5437334B2 (ja) | 2011-09-06 | 2014-03-12 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
-
1988
- 1988-11-02 JP JP27881688A patent/JP2676070B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH02131368A (ja) | 1990-05-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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