JPS5829572A - 直流溶接用電源装置 - Google Patents
直流溶接用電源装置Info
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
この発明は消耗電極或い１非消耗電極を用いる溶接装置
のｆＲ電源装置関し、特にインバータ方式を用いた電源
装置Ｍに関するものである。 従来の直流溶接用の電源の１つとｌ〕て、たとえば商用
３相交流電源を変圧器で４０ ＶないＬ８５ Ｖ程度に
隆部し、その降圧ｌ−たＨ１圧をザイリスクで位相制御
して電圧又は電流を制御するとともに、整流してリアク
トルを介して溶接型（販に所定の直流重圧、電流を供給
する方式のものが知られている。この種の溶接電源−変
圧器とりアタトルとが重く、大型であるだめに、電源装
置ｉ’を全体が、だとｋ（ｄ ５００ Ａ （７） Ｎ
源”’ＣＩ ６０ ｋｇ稈ｊＪ４テ非常ニＴｒ３：＜、
移動が困’Ｊｄｋであり、取扱いが不便であるという欠
点があった。寸だ商用周波数を用い、かつ位相制画をし
ているから、小出力電圧時にけ周１ｒＪ１の長いリップ
ル電圧が発生するだめ、溶接電流さ電圧が安定せず、ス
パッタの発生やビード外観不良、溶造不足などの溶接欠
陥を引き起すという欠点があった。 上述の欠点をなくすために、高周波形のインバータを用
いだ沿接用の電源が開発されている。この方式の電源装
置は商用交流電源を整流し、インパークで商用周波数よ
りも高い周波数（たとえば２ｉｃｒ−ｒｚ）の交流に変
換した後、変圧器で溶接に適しだ電圧（４０■ないし８
５ｖ）に変換し、さらに整流回路で整流した後、リアク
トルを通して所定電圧の直流電力を溶接電極に供給する
ようにしたものである。 このインバータ方式のものは、高周波を用いるので変圧
器とりアクドルとは小型、軽量となり、溶接電源装置自
体も軽量化できるとともに、溶接用の直流電圧および電
流のリップル成分も減少し、比較的安定した溶接を行な
うことができる。 この種の溶接電源に用いられるインバータ回路の要部は
第１図に示すように商用の３相交流電源に接続されたダ
イオード１ないし６で構成される整流回路７の出力端子
にブリッジ状に接続されたトランジスタ１１，１２．１
３，１．４を１駆動回路２０の出力借りにより以下のよ
うにオン、オフすることによって、出カドランス２１に
交流出力を得るようにしたものである。 即ちトランジスタ１１と１３とを同時にオンすると」−
記出力トランス２１に矢印入方向に電流が流れ、次に１
駆動回路２０によってトランジスタ１１と１３とを同時
にオフとした後、トランジスタ１２と１４とを同時にオ
ンとすると、出カドランス２１に矢印＋３方向に電流が
流れる。」二連のトランジスタのオン、オフは、たとえ
ば２ Ｋ ｆＩｚの周波数でくり返され、出カドランス
２１に交流波が供給される。 出カドランス２１の出力日整流回路２２で整流されリア
クトル２３を介して溶接電極２４に印加され、溶接電極
２４と母は２４′との聞にアークが発生して所定の溶接
が行なわれる。 溶接電圧と溶接電流は第２図に示すようにトランジスタ
１１ないし１４の導通期間
のｆＲ電源装置関し、特にインバータ方式を用いた電源
装置Ｍに関するものである。 従来の直流溶接用の電源の１つとｌ〕て、たとえば商用
３相交流電源を変圧器で４０ ＶないＬ８５ Ｖ程度に
隆部し、その降圧ｌ−たＨ１圧をザイリスクで位相制御
して電圧又は電流を制御するとともに、整流してリアク
トルを介して溶接型（販に所定の直流重圧、電流を供給
する方式のものが知られている。この種の溶接電源−変
圧器とりアタトルとが重く、大型であるだめに、電源装
置ｉ’を全体が、だとｋ（ｄ ５００ Ａ （７） Ｎ
源”’ＣＩ ６０ ｋｇ稈ｊＪ４テ非常ニＴｒ３：＜、
移動が困’Ｊｄｋであり、取扱いが不便であるという欠
点があった。寸だ商用周波数を用い、かつ位相制画をし
ているから、小出力電圧時にけ周１ｒＪ１の長いリップ
ル電圧が発生するだめ、溶接電流さ電圧が安定せず、ス
パッタの発生やビード外観不良、溶造不足などの溶接欠
陥を引き起すという欠点があった。 上述の欠点をなくすために、高周波形のインバータを用
いだ沿接用の電源が開発されている。この方式の電源装
置は商用交流電源を整流し、インパークで商用周波数よ
りも高い周波数（たとえば２ｉｃｒ−ｒｚ）の交流に変
換した後、変圧器で溶接に適しだ電圧（４０■ないし８
５ｖ）に変換し、さらに整流回路で整流した後、リアク
トルを通して所定電圧の直流電力を溶接電極に供給する
ようにしたものである。 このインバータ方式のものは、高周波を用いるので変圧
器とりアクドルとは小型、軽量となり、溶接電源装置自
体も軽量化できるとともに、溶接用の直流電圧および電
流のリップル成分も減少し、比較的安定した溶接を行な
うことができる。 この種の溶接電源に用いられるインバータ回路の要部は
第１図に示すように商用の３相交流電源に接続されたダ
イオード１ないし６で構成される整流回路７の出力端子
にブリッジ状に接続されたトランジスタ１１，１２．１
３，１．４を１駆動回路２０の出力借りにより以下のよ
うにオン、オフすることによって、出カドランス２１に
交流出力を得るようにしたものである。 即ちトランジスタ１１と１３とを同時にオンすると」−
記出力トランス２１に矢印入方向に電流が流れ、次に１
駆動回路２０によってトランジスタ１１と１３とを同時
にオフとした後、トランジスタ１２と１４とを同時にオ
ンとすると、出カドランス２１に矢印＋３方向に電流が
流れる。」二連のトランジスタのオン、オフは、たとえ
ば２ Ｋ ｆＩｚの周波数でくり返され、出カドランス
２１に交流波が供給される。 出カドランス２１の出力日整流回路２２で整流されリア
クトル２３を介して溶接電極２４に印加され、溶接電極
２４と母は２４′との聞にアークが発生して所定の溶接
が行なわれる。 溶接電圧と溶接電流は第２図に示すようにトランジスタ
１１ないし１４の導通期間
【を変化させることにより制
御される。なお第２図は直流リアクトルがない場合で抵
抗負荷と仮定した場合の出力波形を示しており、才だ第
２図（ａ）は最大出力、（１）ｌ Ｉｌｄ最犬最尤出力
／２ の出力、（Ｃ）は最大出力の１１５の出力である
場合を示している。 第２図（Ｃ）から判るように、溶接電流の低い領域では
、パルス幅【は狭くなり、出力電圧のリップル含有率が
高くなって、溶接特性が劣化するという問題がある。な
お、リアクトル２３のリアクタンスを大きくすれば、出
力電圧中のリップル成分を小さくできるが、リアクトル
のインピーダンスが高くなり、応答遅れが大きくなり、
また効率が・低下するので、リアクトル２３のリアクタ
ンスは出来るだけ小さい方が好ましい。 溶接電流、電圧の低い領域において、上述した従来のイ
ンバータ方式の電源が有するもう１つの問題はインバー
タ回路に用いられるトランジスタの特性に起因するリッ
プル成分の発生である。この問題を第３図を参照してさ
らに詳しく説明する。 第３図において、ＬＩＤ、 ＬＩＴ）、 ｌＨ：ｊ負荷
電流が高、中、低に変化Ｉ〜た１易合の一周期の波形を
それぞれ示しており、寸だ第３図ｔａｌに第１図におけ
る整流回路２２の出力波形、第３図Ｆ＋））ｉ−１：ｌ
−ランジスタ１１゜１３のベース入力、第３図ｔｃｌＨ
）ランジスタ１２゜１４のベース入力を示す。 才だ第３図において【。ｎはトランジスタ１１ないし１
４のターンオン時間、Ｅｏ［ｆＰＪターンオフ時間、’
ｓｔｇは蓄積時間を示す。 い１第１図の回路において、トランジスタ１１ないし１
４として高速スイッヂングトランジスタを使用したとし
ても、トランジスタのターンオン時間【。。けｌμｓ、
ターンオフ時間【。ｆｆはｌμｓ１蓄積時間り８，８が
２μｓ であるため、インバータ周波数が５ Ｑ Ｉ（
１−Ｉ ｖの場合には、最大出力の１／３以下の領域で
使用する場合、出力か不安定となる。 出力が１／３以下の場合には、１／３の出力が２周期に
１回あるいｌｄ３周期に１回というような出力で平均１
／６〜１／１０の出力が得られることになる。 このこと幻すなわち、リップル電流・電圧が太きくなる
ことを意味し、溶接電流の安定性を害し、ひいてはスパ
ッタを多くし、ビードの外観不良、溶は込み不良を引き
起こす原因となる。リアクトルのりアクタンスを増大す
ればリップル分は少なくなるが前述と同様応答と効率が
低下する。 才だインバータ周波数を下げれば１／２周期におけるＥ
。ｎ、 ’ｏｆ［、’ｓｇの比率が低下し、小出力の
−電流電圧が安定化するが、トランスとりアクドルの重
ｈ（が増加する力とら、インバータ周波数の高周波化に
よってトランスとりアクドルを小型化軽量化しようとす
る所期の目ｒメ１は達成できない。 一方、この種の溶接電源としては、大電流から小電流捷
で溶接特性を安定化できることが要求され、たとえば５
００Ａの溶接電源で１／３の出力、即ち１７０Ａの出力
で溶接特性が低下することは容認し難い。 この発明はインバータ方式の溶接電源における」二連の
種々の欠点を改善するためになされたものり、小梨軽量
で可搬性があり、かつ出力範囲が広く、さらに低出力範
囲においても電流と電圧のリップル分が少なく良好な溶
接を行ないｔ（するとともに、応答性も秀れた溶接電源
装置を提供することを目ｒ勺とするものである。 以下にこの発明の一実施例を図面とともに説１ｇ１する
。 第４図において、ＩＯＡ、ＩＯＢ、１．０Ｃはそれぞれ
高周波インパークユニットであり、各インバータ周波数
）Ｎ第１図に示したインバータユニットと同様にブリッ
ジ接続されたトランジスタ１１ないし１４と、パルス幅
設定器２ＯＡ、２０Ｂ。 ２０Ｃと各トランジスタのベース駆動回路２０−１ない
し２０−４と、出カドランス２ＬＡ、２１１’（。 ２１Ｃと整流間ｆｉ％２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃとを備え
ている。 インバータ周波数ｌ−１，ＯＡ、１．ＯＢ、ＩＯＣは商
用３相交流を整流するダイオード１ないし６にてなる整
流間１洛７の直流出力端子にそれぞれ接続され、各イン
バータユニット１． ＯＡ、 １０ Ｂ、１０Ｃｒ只
１ のトランジスタ１１のコレクタと１２のエミッタ間なら
びに１３のコレクタと１４のエミッタ間に所定の直流電
圧が印加されるようになっている。 各インバータユニット１．ＯＡ、ＩＯＢ、ＩＯＣの＋側
出力端子１５−１は、共通に接続されるとともに、−側
出力端子１５−２は電流検出器２５の電源側端子に共通
に接続されており、各インバータユニットＩＯＡ、ＩＯ
Ｂ、ＩＯＣの出力端子は相互に並列接続されている。 出力端子間には当該溶接電源装置の出力電圧を検出する
電圧検出器２６が接続されるとともに、溶接電極２４、
母材２４′が接続されている。 ３０は電圧制御用の誤差増幅器で、電圧設定器３１から
印加される設定電圧値と電圧検出器２６で検出される当
該溶接電源装置の出力電圧を表わす検出電圧値とが差動
的に印加され、この誤差増幅器３０は両人力信号の差の
大きさに対応した電圧を有する信号を生じる。 この誤差増幅器３０の出力端子はダイオード３２Ａ、３
２Ｂ、３２Ｇを介してそれぞれのインバータユニットＩ
ＯＡ、１０Ｂ、ＩＯＣのパルス幅設定器２ＯＡ、２０Ｂ
、２０Ｃの入力端子に接続され、各インバータユニット
］、ＯＡ、、ＩＯＢ。 ］、 ＯＣのパルス幅設定器２ＯＡ、２０１′％、２０
Ｃは共通に制御される。 ３３ｄ電流制御用の誤差増幅器で、電流設定器３４から
印加される設定電流値と電流検出器２５で検出される当
該溶接電源装置１（ｔからの出力電流を表わす検出電流
値とが差ｌ助的に印加され、その差の大きさに応じた信
号を生じる。 この電流制御用の誤差増幅器３３の出力端子はダイオー
ド３５Ａ、３５Ｂ、３５Ｃを介して各インバータユニッ
ト１．ＯＡ、１０Ｂ、ＩＯＣのパルス幅設定器２ＯＡ、
、２０Ｂ、２０Ｃに接続されており、各パルス幅設定器
２ＯＡ、、２０Ｂ、２０Ｃ目誤差増幅器３３の出力電圧
により共通に制御される。 負荷電流の大きさに応じてインバータユニット］、ＯＢ
、ＩＯＣを起動或いは停止させるだめの比較器３６１）
、３６Ｃがダイオード３７Ｂ、３７Ｃを介してそれぞれ
のパルス幅設定器２０ Ｂ、 ２ＤＣに接続される。各
比較器３６Ｂ、３６Ｃの一方の入力端子は電流検出器２
５に接続されるとともに、他方の入力端子は電流設定器
３８Ｂ、３８Ｃにそれぞれ（速続される。電流設定器３
８Ｂはたとえば当該溶接電源装置の最大出力電流Ｉｏ
の１／３よりや＼低い電流値（，１１−α）Ｉｏ に
設定さ力１、溶接電流がこの値よりも高ければ比較器３
６Ｂの出力にゝ１ ”々なり、インパータコニット１０
Ｂを作動状態とする一方、溶接電流が上記の値よりも低
くなると比較器３６Ｂの出ｊ−ｒｎ’ｈ ｏ ／／とな
って、インパータユニツ）ＩＣ）Ｂを不作動とする。 電流設定器３８Ｃ−当該溶接電源装置の最大出力電流Ｉ
ｏ の２／３よりもや＼低い値（２／３−σ） Ｉ 。 に設定され、溶接電流がこの値より大きいか小さいかに
」：ってインバータユニツ＋−１，０Ｇを作動さするか
、不作動にする。 なお各インバータユニット１０ Ａ、 １０１ｔ ］
、ＯＣにに電流検出器４−ＯＡ、４０１３．４０Ｇが設
けられ、図示しない回路によって、各インパークユニき
に、各インバータユニットの電流を定格ＩＦ１に制限す
る。 」―記のように（＆成した装置ｆ：’ｆにおいて、い−
止ど８接電流が定格ＫｊＩＯの２／３以上であるときけ
、比較器３６８．３６Ｇの出力ｉａゝ１ ”であって、
各インハ９ユニツ）１０Ａ、 １０ Ｂ、 Ｉ ０
Ｃ１ｔともに作動状態であり、それぞれのインバータユ
ニット］−ＯＡ、 Ｊ、ｏＢ、 １ｏｃのトランジ
スタ１１ないし１４けベース周に動回す各２０−１ない
し２ｏ−４の出力信号に応じて、所定タイミングでオン
オフして、出カドランス２１Ａ、２１１（，２ＩＣに高
周波出力を発生させる。この出カドランス２１Ａ。 ２１１３．２ＩＣの出力は整流回路２２Ａ、、２２Ｂ。 ２２Ｃで整流され、リアクトル２３Ａ、２３８゜２３Ｃ
を介して溶接電極２４に印加さ膚５、所定のアークを発
生し、１１）財２４′に対する溶接が行われる。 溶接ｒば４ｉｔ２４にけ各インバータユニット１．ＯＡ
。 １０Ｂ、ＩＯＣの出力の和の電流が流れる。 一方、この溶接電源装置の出力電圧は電圧検出器２６で
検出され、この検出電圧値に電圧制御用の誤差増幅器３
０に印加され、電圧設定器３１で設定された設定電圧値
との差に応じた出力信号がダイオード３２Ａ、３２１１
．３２Ｇを介して、パルス幅設定器２ＯＡ、２０Ｂ、２
０Ｇに印加され、その出力パルス幅を制御し、トランジ
スタ】１ないｌ７１４の導通角度を制御し、各インパー
タユニツｌ−１０Ａ、ＩＯＢ、ＩＯＣの出力電圧を設定
値に保持する。 一方溶接電流は電流検出器２５で検出され、その検出改
流値は電流制御用の誤差増幅器３３に印加され、電流設
定器３４で設定された設定電流値と比較され、両者の差
に応じた信号がダイオード３５Ａ、３５Ｂ、３５Ｃを介
して、それぞれインバータユニットＩＯＡ、ＩＯＢ、１
０Ｃのパルス幅設定器２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃに印加さ
れ、その出力パルス幅を制御する。そして各トランジス
タ１１ないし１４の導通角度が側副され、溶接電流が設
定値に保たれる。 出力電流か２／３以上の場合の各インバータユニットの
出力Ｎｌｉ流の波形を第５図へ、 ｎ、 ｃに示し
、溶接電流の出力波形を第６図に示す。なお第５図ない
し第１６図の波形は説［月の便宜−１−矩形波で示した
。 次に臼荷が１４１＝ＩＲ的小さく、負荷電流の大きさが
最大出力電流１゜の（２／３−α）より小さく（１／３
−α）より大きい範囲において月、比較器３６Ｃの出力
Ｉ′ｉゝ０”となり、パルス幅設定器２０Ｃの出力はゝ
０”となり、インバータユニット１０Ｃは第７図Ｃに
示すように不作動になる。 この状態でｄ比１咬器３６Ｂの田舟「１”であり、イン
パータユニツ）ＩＯＢは作動して、第７図Ａ。 Ｂに示すように所定の出力を生じ、溶接電極には第８図
に示すような、インバータユニツ） ］、 ＯＡと１０
１３の出力の和が印加される。 負荷がさらに小さくて、最大出力の（１／３−α）以下
である場合には、第９図Ｂ、 Ｃに示すように比較器３
６８．３６Ｇともに出力は９０“となって、インバータ
ユニット］、ＯＢ’、１０Ｃは不作りνノとなり、イン
バータユニット１０Ａのみの出力により溶接が行なわれ
る。 第６図、第８図、第１０図から判るように、負荷電流が
減少してもインバータユニットからの出力波形の間隔Ｓ
け変化しないので、溶接電極２４に印加される電圧のリ
ップル成分が大きくなることはない。 しだがって溶接電極に安定した電圧を印加することが出
来る。 これに対して、従来の１台のインバータを用いた電源装
置においては、第１３図ないし第１５図に示すように、
負荷が最大出力の１／３以上であっても出力波形の間隔
Ｓ′は広くなり、リンプル含有率が高くなることが判る
。 苔た負荷がさらに小さくなり、たとえＩ／ｆ最犬出力の
１／９以下になると、第４図の実施例においても、第１
１図に示すように出力波形の間隔は広くなり、リップル
含有率が増加するが、実用」二さしつかえない。しだが
って本発明によれば、たとえば１１↓犬出力が４０ＯＡ
である場合に、たとえばなえる。 これに対して従来装置においてに、第１６図に示すよう
に最大出力の１／９程度の出力に対しては、インバータ
の出力波形の間隔ぐけ極めて大きくなり、リップル含有
率が大きくなって使用できない。 まだ、１／９程度の出力を街るだめには、トランジスタ
のｔｓｔｇかあるため高い周波数を採用できなく、小型
化も達成できなくなる。 なお」−述の実施例はインパークユニットを３台使用し
た場合について説明したが、この発Ｆ１１１は随意の複
数台のインバータユニットを用いることができる。 」二連のようにこの発１町によれば、出力波＋Ｗ中での
リップル成分が少なくなるので、溶接’Ｅ７￥、圧およ
Ｏ・電流は極めて安定し、スパッタの発生やビード外観
の不良、射込不足などの溶接欠陥の発生を防止し役る。 寸だ出力波形中のリップル成分が少なくなるので、出力
回路中のりアクドルのリアクタンスを小さくすることが
できる。したがってリアクタンスによる応答性の劣化を
防止して、応答性の高い溶接電源が得られ、溶接作業」
二、より高度な要求にも応じることができる。 さらに、高いインバータ周波数を採用することができる
ため、出カドランスを小型軽量化できること、リアクト
ルのりアクタンスが小さくてすむためリアクトルの小型
軽量化が可能なことが相捷って電源装置全体の小型、軽
量化に寄与することができる。 さらにこの発ＥＪＩけ各インバータユニットのスイッヂ
ング素子は最大出力に比して小型の汎用のものを使用で
きるので、インバータユニットを安価に構成できる。 まだ溶接電源においては電極の短絡とアーク発生の期間
が交番して現われるショートアーク溶接のように、平均
電流は１５０Ａであるがアーク発生時には１３０Ａ、短
絡時に４００Ａといった短期間に大きな電流変化が発生
し、電源の出力電流ｄこれに追従しなければならないが
、第４図の実施例ではすべて電気回路的処理を行なって
いるので、応答性が高く、ショートアーク溶接に好適で
ある。 さらにこの発明によれば、軽負荷時にもインバータユニ
ットのトランジスタ等のスイツヂング素子附、トランジ
スタのしゃ断時間【。［「、導通時間【。。、蓄積時開
ｔ５，８に比して長い間オンとされるので、上述の種々
の時開特性によって、正確な制画か阻害されるという欠
点も防止できる。 なお」二連の実施例における溶接電極Ｕ消耗型でも非消
耗型でもよい。 ｉ ｆｃこの発明に、インバータ周波数） ヲ複＆ユニ
ットずつ負荷電流にしたがって作動或いは不作動として
もよい。
御される。なお第２図は直流リアクトルがない場合で抵
抗負荷と仮定した場合の出力波形を示しており、才だ第
２図（ａ）は最大出力、（１）ｌ Ｉｌｄ最犬最尤出力
／２ の出力、（Ｃ）は最大出力の１１５の出力である
場合を示している。 第２図（Ｃ）から判るように、溶接電流の低い領域では
、パルス幅【は狭くなり、出力電圧のリップル含有率が
高くなって、溶接特性が劣化するという問題がある。な
お、リアクトル２３のリアクタンスを大きくすれば、出
力電圧中のリップル成分を小さくできるが、リアクトル
のインピーダンスが高くなり、応答遅れが大きくなり、
また効率が・低下するので、リアクトル２３のリアクタ
ンスは出来るだけ小さい方が好ましい。 溶接電流、電圧の低い領域において、上述した従来のイ
ンバータ方式の電源が有するもう１つの問題はインバー
タ回路に用いられるトランジスタの特性に起因するリッ
プル成分の発生である。この問題を第３図を参照してさ
らに詳しく説明する。 第３図において、ＬＩＤ、 ＬＩＴ）、 ｌＨ：ｊ負荷
電流が高、中、低に変化Ｉ〜た１易合の一周期の波形を
それぞれ示しており、寸だ第３図ｔａｌに第１図におけ
る整流回路２２の出力波形、第３図Ｆ＋））ｉ−１：ｌ
−ランジスタ１１゜１３のベース入力、第３図ｔｃｌＨ
）ランジスタ１２゜１４のベース入力を示す。 才だ第３図において【。ｎはトランジスタ１１ないし１
４のターンオン時間、Ｅｏ［ｆＰＪターンオフ時間、’
ｓｔｇは蓄積時間を示す。 い１第１図の回路において、トランジスタ１１ないし１
４として高速スイッヂングトランジスタを使用したとし
ても、トランジスタのターンオン時間【。。けｌμｓ、
ターンオフ時間【。ｆｆはｌμｓ１蓄積時間り８，８が
２μｓ であるため、インバータ周波数が５ Ｑ Ｉ（
１−Ｉ ｖの場合には、最大出力の１／３以下の領域で
使用する場合、出力か不安定となる。 出力が１／３以下の場合には、１／３の出力が２周期に
１回あるいｌｄ３周期に１回というような出力で平均１
／６〜１／１０の出力が得られることになる。 このこと幻すなわち、リップル電流・電圧が太きくなる
ことを意味し、溶接電流の安定性を害し、ひいてはスパ
ッタを多くし、ビードの外観不良、溶は込み不良を引き
起こす原因となる。リアクトルのりアクタンスを増大す
ればリップル分は少なくなるが前述と同様応答と効率が
低下する。 才だインバータ周波数を下げれば１／２周期におけるＥ
。ｎ、 ’ｏｆ［、’ｓｇの比率が低下し、小出力の
−電流電圧が安定化するが、トランスとりアクドルの重
ｈ（が増加する力とら、インバータ周波数の高周波化に
よってトランスとりアクドルを小型化軽量化しようとす
る所期の目ｒメ１は達成できない。 一方、この種の溶接電源としては、大電流から小電流捷
で溶接特性を安定化できることが要求され、たとえば５
００Ａの溶接電源で１／３の出力、即ち１７０Ａの出力
で溶接特性が低下することは容認し難い。 この発明はインバータ方式の溶接電源における」二連の
種々の欠点を改善するためになされたものり、小梨軽量
で可搬性があり、かつ出力範囲が広く、さらに低出力範
囲においても電流と電圧のリップル分が少なく良好な溶
接を行ないｔ（するとともに、応答性も秀れた溶接電源
装置を提供することを目ｒ勺とするものである。 以下にこの発明の一実施例を図面とともに説１ｇ１する
。 第４図において、ＩＯＡ、ＩＯＢ、１．０Ｃはそれぞれ
高周波インパークユニットであり、各インバータ周波数
）Ｎ第１図に示したインバータユニットと同様にブリッ
ジ接続されたトランジスタ１１ないし１４と、パルス幅
設定器２ＯＡ、２０Ｂ。 ２０Ｃと各トランジスタのベース駆動回路２０−１ない
し２０−４と、出カドランス２ＬＡ、２１１’（。 ２１Ｃと整流間ｆｉ％２２Ａ、２２Ｂ、２２Ｃとを備え
ている。 インバータ周波数ｌ−１，ＯＡ、１．ＯＢ、ＩＯＣは商
用３相交流を整流するダイオード１ないし６にてなる整
流間１洛７の直流出力端子にそれぞれ接続され、各イン
バータユニット１． ＯＡ、 １０ Ｂ、１０Ｃｒ只
１ のトランジスタ１１のコレクタと１２のエミッタ間なら
びに１３のコレクタと１４のエミッタ間に所定の直流電
圧が印加されるようになっている。 各インバータユニット１．ＯＡ、ＩＯＢ、ＩＯＣの＋側
出力端子１５−１は、共通に接続されるとともに、−側
出力端子１５−２は電流検出器２５の電源側端子に共通
に接続されており、各インバータユニットＩＯＡ、ＩＯ
Ｂ、ＩＯＣの出力端子は相互に並列接続されている。 出力端子間には当該溶接電源装置の出力電圧を検出する
電圧検出器２６が接続されるとともに、溶接電極２４、
母材２４′が接続されている。 ３０は電圧制御用の誤差増幅器で、電圧設定器３１から
印加される設定電圧値と電圧検出器２６で検出される当
該溶接電源装置の出力電圧を表わす検出電圧値とが差動
的に印加され、この誤差増幅器３０は両人力信号の差の
大きさに対応した電圧を有する信号を生じる。 この誤差増幅器３０の出力端子はダイオード３２Ａ、３
２Ｂ、３２Ｇを介してそれぞれのインバータユニットＩ
ＯＡ、１０Ｂ、ＩＯＣのパルス幅設定器２ＯＡ、２０Ｂ
、２０Ｃの入力端子に接続され、各インバータユニット
］、ＯＡ、、ＩＯＢ。 ］、 ＯＣのパルス幅設定器２ＯＡ、２０１′％、２０
Ｃは共通に制御される。 ３３ｄ電流制御用の誤差増幅器で、電流設定器３４から
印加される設定電流値と電流検出器２５で検出される当
該溶接電源装置１（ｔからの出力電流を表わす検出電流
値とが差ｌ助的に印加され、その差の大きさに応じた信
号を生じる。 この電流制御用の誤差増幅器３３の出力端子はダイオー
ド３５Ａ、３５Ｂ、３５Ｃを介して各インバータユニッ
ト１．ＯＡ、１０Ｂ、ＩＯＣのパルス幅設定器２ＯＡ、
、２０Ｂ、２０Ｃに接続されており、各パルス幅設定器
２ＯＡ、、２０Ｂ、２０Ｃ目誤差増幅器３３の出力電圧
により共通に制御される。 負荷電流の大きさに応じてインバータユニット］、ＯＢ
、ＩＯＣを起動或いは停止させるだめの比較器３６１）
、３６Ｃがダイオード３７Ｂ、３７Ｃを介してそれぞれ
のパルス幅設定器２０ Ｂ、 ２ＤＣに接続される。各
比較器３６Ｂ、３６Ｃの一方の入力端子は電流検出器２
５に接続されるとともに、他方の入力端子は電流設定器
３８Ｂ、３８Ｃにそれぞれ（速続される。電流設定器３
８Ｂはたとえば当該溶接電源装置の最大出力電流Ｉｏ
の１／３よりや＼低い電流値（，１１−α）Ｉｏ に
設定さ力１、溶接電流がこの値よりも高ければ比較器３
６Ｂの出力にゝ１ ”々なり、インパータコニット１０
Ｂを作動状態とする一方、溶接電流が上記の値よりも低
くなると比較器３６Ｂの出ｊ−ｒｎ’ｈ ｏ ／／とな
って、インパータユニツ）ＩＣ）Ｂを不作動とする。 電流設定器３８Ｃ−当該溶接電源装置の最大出力電流Ｉ
ｏ の２／３よりもや＼低い値（２／３−σ） Ｉ 。 に設定され、溶接電流がこの値より大きいか小さいかに
」：ってインバータユニツ＋−１，０Ｇを作動さするか
、不作動にする。 なお各インバータユニット１０ Ａ、 １０１ｔ ］
、ＯＣにに電流検出器４−ＯＡ、４０１３．４０Ｇが設
けられ、図示しない回路によって、各インパークユニき
に、各インバータユニットの電流を定格ＩＦ１に制限す
る。 」―記のように（＆成した装置ｆ：’ｆにおいて、い−
止ど８接電流が定格ＫｊＩＯの２／３以上であるときけ
、比較器３６８．３６Ｇの出力ｉａゝ１ ”であって、
各インハ９ユニツ）１０Ａ、 １０ Ｂ、 Ｉ ０
Ｃ１ｔともに作動状態であり、それぞれのインバータユ
ニット］−ＯＡ、 Ｊ、ｏＢ、 １ｏｃのトランジ
スタ１１ないし１４けベース周に動回す各２０−１ない
し２ｏ−４の出力信号に応じて、所定タイミングでオン
オフして、出カドランス２１Ａ、２１１（，２ＩＣに高
周波出力を発生させる。この出カドランス２１Ａ。 ２１１３．２ＩＣの出力は整流回路２２Ａ、、２２Ｂ。 ２２Ｃで整流され、リアクトル２３Ａ、２３８゜２３Ｃ
を介して溶接電極２４に印加さ膚５、所定のアークを発
生し、１１）財２４′に対する溶接が行われる。 溶接ｒば４ｉｔ２４にけ各インバータユニット１．ＯＡ
。 １０Ｂ、ＩＯＣの出力の和の電流が流れる。 一方、この溶接電源装置の出力電圧は電圧検出器２６で
検出され、この検出電圧値に電圧制御用の誤差増幅器３
０に印加され、電圧設定器３１で設定された設定電圧値
との差に応じた出力信号がダイオード３２Ａ、３２１１
．３２Ｇを介して、パルス幅設定器２ＯＡ、２０Ｂ、２
０Ｇに印加され、その出力パルス幅を制御し、トランジ
スタ】１ないｌ７１４の導通角度を制御し、各インパー
タユニツｌ−１０Ａ、ＩＯＢ、ＩＯＣの出力電圧を設定
値に保持する。 一方溶接電流は電流検出器２５で検出され、その検出改
流値は電流制御用の誤差増幅器３３に印加され、電流設
定器３４で設定された設定電流値と比較され、両者の差
に応じた信号がダイオード３５Ａ、３５Ｂ、３５Ｃを介
して、それぞれインバータユニットＩＯＡ、ＩＯＢ、１
０Ｃのパルス幅設定器２０Ａ、２０Ｂ、２０Ｃに印加さ
れ、その出力パルス幅を制御する。そして各トランジス
タ１１ないし１４の導通角度が側副され、溶接電流が設
定値に保たれる。 出力電流か２／３以上の場合の各インバータユニットの
出力Ｎｌｉ流の波形を第５図へ、 ｎ、 ｃに示し
、溶接電流の出力波形を第６図に示す。なお第５図ない
し第１６図の波形は説［月の便宜−１−矩形波で示した
。 次に臼荷が１４１＝ＩＲ的小さく、負荷電流の大きさが
最大出力電流１゜の（２／３−α）より小さく（１／３
−α）より大きい範囲において月、比較器３６Ｃの出力
Ｉ′ｉゝ０”となり、パルス幅設定器２０Ｃの出力はゝ
０”となり、インバータユニット１０Ｃは第７図Ｃに
示すように不作動になる。 この状態でｄ比１咬器３６Ｂの田舟「１”であり、イン
パータユニツ）ＩＯＢは作動して、第７図Ａ。 Ｂに示すように所定の出力を生じ、溶接電極には第８図
に示すような、インバータユニツ） ］、 ＯＡと１０
１３の出力の和が印加される。 負荷がさらに小さくて、最大出力の（１／３−α）以下
である場合には、第９図Ｂ、 Ｃに示すように比較器３
６８．３６Ｇともに出力は９０“となって、インバータ
ユニット］、ＯＢ’、１０Ｃは不作りνノとなり、イン
バータユニット１０Ａのみの出力により溶接が行なわれ
る。 第６図、第８図、第１０図から判るように、負荷電流が
減少してもインバータユニットからの出力波形の間隔Ｓ
け変化しないので、溶接電極２４に印加される電圧のリ
ップル成分が大きくなることはない。 しだがって溶接電極に安定した電圧を印加することが出
来る。 これに対して、従来の１台のインバータを用いた電源装
置においては、第１３図ないし第１５図に示すように、
負荷が最大出力の１／３以上であっても出力波形の間隔
Ｓ′は広くなり、リンプル含有率が高くなることが判る
。 苔た負荷がさらに小さくなり、たとえＩ／ｆ最犬出力の
１／９以下になると、第４図の実施例においても、第１
１図に示すように出力波形の間隔は広くなり、リップル
含有率が増加するが、実用」二さしつかえない。しだが
って本発明によれば、たとえば１１↓犬出力が４０ＯＡ
である場合に、たとえばなえる。 これに対して従来装置においてに、第１６図に示すよう
に最大出力の１／９程度の出力に対しては、インバータ
の出力波形の間隔ぐけ極めて大きくなり、リップル含有
率が大きくなって使用できない。 まだ、１／９程度の出力を街るだめには、トランジスタ
のｔｓｔｇかあるため高い周波数を採用できなく、小型
化も達成できなくなる。 なお」−述の実施例はインパークユニットを３台使用し
た場合について説明したが、この発Ｆ１１１は随意の複
数台のインバータユニットを用いることができる。 」二連のようにこの発１町によれば、出力波＋Ｗ中での
リップル成分が少なくなるので、溶接’Ｅ７￥、圧およ
Ｏ・電流は極めて安定し、スパッタの発生やビード外観
の不良、射込不足などの溶接欠陥の発生を防止し役る。 寸だ出力波形中のリップル成分が少なくなるので、出力
回路中のりアクドルのリアクタンスを小さくすることが
できる。したがってリアクタンスによる応答性の劣化を
防止して、応答性の高い溶接電源が得られ、溶接作業」
二、より高度な要求にも応じることができる。 さらに、高いインバータ周波数を採用することができる
ため、出カドランスを小型軽量化できること、リアクト
ルのりアクタンスが小さくてすむためリアクトルの小型
軽量化が可能なことが相捷って電源装置全体の小型、軽
量化に寄与することができる。 さらにこの発ＥＪＩけ各インバータユニットのスイッヂ
ング素子は最大出力に比して小型の汎用のものを使用で
きるので、インバータユニットを安価に構成できる。 まだ溶接電源においては電極の短絡とアーク発生の期間
が交番して現われるショートアーク溶接のように、平均
電流は１５０Ａであるがアーク発生時には１３０Ａ、短
絡時に４００Ａといった短期間に大きな電流変化が発生
し、電源の出力電流ｄこれに追従しなければならないが
、第４図の実施例ではすべて電気回路的処理を行なって
いるので、応答性が高く、ショートアーク溶接に好適で
ある。 さらにこの発明によれば、軽負荷時にもインバータユニ
ットのトランジスタ等のスイツヂング素子附、トランジ
スタのしゃ断時間【。［「、導通時間【。。、蓄積時開
ｔ５，８に比して長い間オンとされるので、上述の種々
の時開特性によって、正確な制画か阻害されるという欠
点も防止できる。 なお」二連の実施例における溶接電極Ｕ消耗型でも非消
耗型でもよい。 ｉ ｆｃこの発明に、インバータ周波数） ヲ複＆ユニ
ットずつ負荷電流にしたがって作動或いは不作動として
もよい。
るトランジスタの動作と１１′１力波形とを示す波形図
、第４図はこの発Ｉ叫の一実施例を示す回路図、第５図
Ａから第５図Ｃ１第７図Ａから第７図Ｃ１第９図Ａから
第９図Ｃ１第１１図Ａから第１１図Ｃは第４図の実施例
における各インバータユニットの出力波形を矩形波とし
て示した波形図、第６図、第８図、第１０図、第１２図
は第４図の実施例における出力波形図、第１３図ないし
第１６図は従来装置の出力波形図である。 １０Ａ、 １ｏ１ｓ、 １ｏｃ・・・インバータユ
ニット、２ＯＡ、２０Ｅ、２０Ｃ・・・パルヌ幅設定器
、２ＩＡ、２１Ｂ、２ＩＣ・・・トラヌヌ、２２Ａ、２
２Ｔ３，２２Ｃ・・・整流回路、ｌ（Ａ、２３Ｂ、２３
Ｃ・・・リアクトル、２４・・・溶接電極、２５・・・
電流検出器、２６・・・電圧検出器、３０・・・電圧制
御用の誤差増幅器、３１・・・電圧設定器、３２Ａ。 ８２Ｂ・・・ダイオード、３３・・・電流制御用の誤差
増幅器、３４・・・電流設定器、８５Ａ、３５１３・・
・ダイオード、８６Ｂ、３６Ｃ・・・比較器、３８Ｂ。 ３８Ｃ・・・電流設定器。
、第４図はこの発Ｉ叫の一実施例を示す回路図、第５図
Ａから第５図Ｃ１第７図Ａから第７図Ｃ１第９図Ａから
第９図Ｃ１第１１図Ａから第１１図Ｃは第４図の実施例
における各インバータユニットの出力波形を矩形波とし
て示した波形図、第６図、第８図、第１０図、第１２図
は第４図の実施例における出力波形図、第１３図ないし
第１６図は従来装置の出力波形図である。 １０Ａ、 １ｏ１ｓ、 １ｏｃ・・・インバータユ
ニット、２ＯＡ、２０Ｅ、２０Ｃ・・・パルヌ幅設定器
、２ＩＡ、２１Ｂ、２ＩＣ・・・トラヌヌ、２２Ａ、２
２Ｔ３，２２Ｃ・・・整流回路、ｌ（Ａ、２３Ｂ、２３
Ｃ・・・リアクトル、２４・・・溶接電極、２５・・・
電流検出器、２６・・・電圧検出器、３０・・・電圧制
御用の誤差増幅器、３１・・・電圧設定器、３２Ａ。 ８２Ｂ・・・ダイオード、３３・・・電流制御用の誤差
増幅器、３４・・・電流設定器、８５Ａ、３５１３・・
・ダイオード、８６Ｂ、３６Ｃ・・・比較器、３８Ｂ。 ３８Ｃ・・・電流設定器。
Claims (1)
- （１）消耗電極または非消耗電極を用いて溶接する直流
溶接用電源装置において、第１の直流を交流に変換し、
さらにこの交流を整流して第２の直流を出力する複数の
インバータユニットと、各インバータユニットの出力端
子を互いに並列関係に接続する回路と、各インバータユ
ニットの合計出力電流を検出する検出回路と、合計出力
電流に応じて、駆動されるインバータユニットの数を変
化させる回路とを備えだことを特徴とする直流溶接用電
源装置。 （２１１に動されるインバータユニットの数をＩＣ化さ
せる回路は、負荷電流検出器と、各インバータユニット
の定格出力電流を合計した出力電流よりも低い所定の電
流値に設定される電流設定器と、負荷電流検出器の出力
と電流設定器の出力とを比較して負荷電流が」−配設定
電流よりも低いことを検出する比Ｃ咬（得とを備え、比
１咬器の出力によって選択されたインバータユニットを
不作１１７１１にするようにした特許請求の範囲第１項
に記載の直流溶接用電源装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56127971A JPS5829572A (ja) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | 直流溶接用電源装置 |
| US06/407,489 US4503316A (en) | 1981-08-13 | 1982-08-12 | DC Welding power supply system |
| EP82304288A EP0072683A3 (en) | 1981-08-13 | 1982-08-13 | Dc welding power supply system |
| KR8203639A KR870001536B1 (ko) | 1981-08-13 | 1982-08-13 | 직류 용접용 전원장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56127971A JPS5829572A (ja) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | 直流溶接用電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5829572A true JPS5829572A (ja) | 1983-02-21 |
Family
ID=14973213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56127971A Pending JPS5829572A (ja) | 1981-08-13 | 1981-08-13 | 直流溶接用電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5829572A (ja) |
| KR (1) | KR870001536B1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102481653A (zh) * | 2009-09-02 | 2012-05-30 | 林肯环球股份有限公司 | 用于焊机的辅助电源供应器 |
| CN106862725A (zh) * | 2017-01-19 | 2017-06-20 | 上海广为焊接设备有限公司 | 逆变焊机的防粘结电路 |
-
1981
- 1981-08-13 JP JP56127971A patent/JPS5829572A/ja active Pending
-
1982
- 1982-08-13 KR KR8203639A patent/KR870001536B1/ko active
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102481653A (zh) * | 2009-09-02 | 2012-05-30 | 林肯环球股份有限公司 | 用于焊机的辅助电源供应器 |
| CN102481653B (zh) * | 2009-09-02 | 2015-08-19 | 林肯环球股份有限公司 | 用于焊机的辅助电源供应器 |
| CN106862725A (zh) * | 2017-01-19 | 2017-06-20 | 上海广为焊接设备有限公司 | 逆变焊机的防粘结电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR870001536B1 (ko) | 1987-09-02 |
| KR840001055A (ko) | 1984-03-28 |
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