JP2515403Y2 - スイッチング電源 - Google Patents
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- JP2515403Y2 JP2515403Y2 JP1990061991U JP6199190U JP2515403Y2 JP 2515403 Y2 JP2515403 Y2 JP 2515403Y2 JP 1990061991 U JP1990061991 U JP 1990061991U JP 6199190 U JP6199190 U JP 6199190U JP 2515403 Y2 JP2515403 Y2 JP 2515403Y2
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Description
【考案の詳細な説明】 本考案は、入力電流波形を入力電圧波形に相似した波
形になるようにした高力率形スイッチング電源の改善に
関するものである。
形になるようにした高力率形スイッチング電源の改善に
関するものである。
このようなスイッチング電源の例として従来、第１図
に示すような回路が提案されている。
に示すような回路が提案されている。
第１図において、商用交流電源１に接続された全波整
流器２の出力にコンデンサ３を接続し、前記コンデンサ
３の両端にリアクトル４とオン・オフ動作を行うスイッ
チング素子６を直列に接続し、スイッチング素子６の両
端にダイオードとコンデンサ８を直列に接続し、コンデ
ンサ８の両端には、電気的負荷９を接続して電流電圧を
供給する。スイッチング素子６の両端にはサージ電圧を
抑制するためにコンデンサ10と抵抗11を直列に接続した
スナバ回路を接続する。
流器２の出力にコンデンサ３を接続し、前記コンデンサ
３の両端にリアクトル４とオン・オフ動作を行うスイッ
チング素子６を直列に接続し、スイッチング素子６の両
端にダイオードとコンデンサ８を直列に接続し、コンデ
ンサ８の両端には、電気的負荷９を接続して電流電圧を
供給する。スイッチング素子６の両端にはサージ電圧を
抑制するためにコンデンサ10と抵抗11を直列に接続した
スナバ回路を接続する。
誤差増幅器14は、コンデンサ８の両端の直流電圧を一
方の入力とし、予め定められた基準電圧15を他方の入力
として、それらの差電圧を増幅し、その出力はパルス発
生器13に接続されている。パルス発生器13に接続された
電圧検出回路５は、リアクトル４の両端の電圧を検出
し、結果をパルス発生器13に出力する。
方の入力とし、予め定められた基準電圧15を他方の入力
として、それらの差電圧を増幅し、その出力はパルス発
生器13に接続されている。パルス発生器13に接続された
電圧検出回路５は、リアクトル４の両端の電圧を検出
し、結果をパルス発生器13に出力する。
パルス発生器13は、誤差増幅器14の出力信号を一方の
出力とし、電圧検出回路５の出力信号を他方の入力とし
て、電流電圧が基準電圧14より大きくなった時には、ス
イッチング素子６のオン時間を短くし、リアクトル４の
両端の電圧がダイオード７のアノード側の電圧が全波整
流器２側の電圧より低くなった時に、スイッチング素子
６をオフからオンにするようなパルスを出力する回路で
ある。
出力とし、電圧検出回路５の出力信号を他方の入力とし
て、電流電圧が基準電圧14より大きくなった時には、ス
イッチング素子６のオン時間を短くし、リアクトル４の
両端の電圧がダイオード７のアノード側の電圧が全波整
流器２側の電圧より低くなった時に、スイッチング素子
６をオフからオンにするようなパルスを出力する回路で
ある。
駆動回路11は、パルス発生器13の出力を増幅し、スイ
ッチング素子６を駆動する。
ッチング素子６を駆動する。
上記のような構成の従来例の動作について、第２図の
Ａおよび第４図の動作波形図を参照して説明する。
Ａおよび第４図の動作波形図を参照して説明する。
第２図Ａでは、模式的にスイッチング周波数を商用交流
電源の周波数に比べて、あまり大きく表していないが、
実際にはスイッチング周波数は、商用交流電源の周波数
に比べて充分高い。スイッチング周波数が商用交流電源
の周波数に比べて充分高いものとすれば、スイッチング
の１周期で全波整流器２の出力電圧Vrは一定値とみなせ
る。
電源の周波数に比べて、あまり大きく表していないが、
実際にはスイッチング周波数は、商用交流電源の周波数
に比べて充分高い。スイッチング周波数が商用交流電源
の周波数に比べて充分高いものとすれば、スイッチング
の１周期で全波整流器２の出力電圧Vrは一定値とみなせ
る。
スイッチング素子６のオン期間Tonにリアクトル４の
両端に加わる電圧は、全波整流器２の出力電圧Vrに等し
く、上記のように一定値とみなせるので、リアクトル４
を流れる電流Irは時間と共に一定の傾きで増加し、Irが
オン時間の初めに零であるとすれば、そのピーク値Ipk
は次式で示される。
両端に加わる電圧は、全波整流器２の出力電圧Vrに等し
く、上記のように一定値とみなせるので、リアクトル４
を流れる電流Irは時間と共に一定の傾きで増加し、Irが
オン時間の初めに零であるとすれば、そのピーク値Ipk
は次式で示される。
Ipk＝（Vr/L）＊Ton （１） ここで、Vr:全波整流器２の出力電圧 L:リアクトル４のインダクタンス値 Ton:スイッチング素子６のオン時間 ここで、商用周波数の周期では、スイッチング素子６の
オン時間Tonは、一定値であるものとすれば、（１）式
よりリアクトル４を流れる電流のピーク値Ipkは、全波
整流器２の出力電圧Viに比例することがわかる。
オン時間Tonは、一定値であるものとすれば、（１）式
よりリアクトル４を流れる電流のピーク値Ipkは、全波
整流器２の出力電圧Viに比例することがわかる。
スイッチング素子６のオフ期間にリアクトル４を流れ
る電流は、ダイオード７を通してコンデンサ８と負荷９
に供給されることで減少する。また、この期間にリアク
トル４の両端に加わる電圧は、Vo−Viで一定値になるの
で、リアクトル４を流れる電流は一定の傾きで減少す
る。ここで、Voは直流出力電圧である。リアクトル４を
流れる電流（第４図のＡ）が零になるとリアクトル４の
両端の電圧（第４図のＢ）は反転し、ダイオード７のア
ノード側の電圧が全波正隆起２側の電圧より低くなり、
その結果、電圧検出回路５の出力信号（第４図のＣ）を
反転させて、パルス発生器13はスイッチング素子６をオ
フからオンにして次のスイッチング周期が始まる。
る電流は、ダイオード７を通してコンデンサ８と負荷９
に供給されることで減少する。また、この期間にリアク
トル４の両端に加わる電圧は、Vo−Viで一定値になるの
で、リアクトル４を流れる電流は一定の傾きで減少す
る。ここで、Voは直流出力電圧である。リアクトル４を
流れる電流（第４図のＡ）が零になるとリアクトル４の
両端の電圧（第４図のＢ）は反転し、ダイオード７のア
ノード側の電圧が全波正隆起２側の電圧より低くなり、
その結果、電圧検出回路５の出力信号（第４図のＣ）を
反転させて、パルス発生器13はスイッチング素子６をオ
フからオンにして次のスイッチング周期が始まる。
上記の関係が成り立っていれば、スイッチングの１周
期でリアクトル４を流れる電流の波形Ir（第２図のＡ）
は、三角形となり、そのピーク値Ipkは全波整流器２の
出力電圧Vrに比例するので、１周期の平均値はピーク値
Ipkの1/2になりコンデンサ３により高周波成分を除去す
ることで、全波整流器２を流れる電流Iaの波形は、全波
整流器２の出力電圧Vrに相似した波形とすることができ
る。この結果、全波整流器２の入力側に注目すれば、入
力電流波形Iiも商用交流電源の電圧波形Viと相似したも
のとなるので、上記のように動作するスイッチング電源
は高力率を達成することができる。
期でリアクトル４を流れる電流の波形Ir（第２図のＡ）
は、三角形となり、そのピーク値Ipkは全波整流器２の
出力電圧Vrに比例するので、１周期の平均値はピーク値
Ipkの1/2になりコンデンサ３により高周波成分を除去す
ることで、全波整流器２を流れる電流Iaの波形は、全波
整流器２の出力電圧Vrに相似した波形とすることができ
る。この結果、全波整流器２の入力側に注目すれば、入
力電流波形Iiも商用交流電源の電圧波形Viと相似したも
のとなるので、上記のように動作するスイッチング電源
は高力率を達成することができる。
上記の関係が成り立つためには、前述のように、スイ
ッチング素子６のオン時間Tonは略一定値としなければ
ならないが、これは誤差増幅器14として商用周波数の周
期でその出力信号レベルが略一定となるような特性を持
つものを用いれば、実現することができる。コンデンサ
の直流出力電圧が大きくなろうとすると、前述のように
バルス発生器13は、スイッチング素子６のオン時間を短
くし、その結果、入力電流は小さくなって出力電圧の上
昇を制限する。逆にコンデンサの直流出力電圧が小さく
なろうとすると、オン期間を長くして出力直流電圧の下
降を制限する結果、直流出力電圧を安定化することがで
きる。
ッチング素子６のオン時間Tonは略一定値としなければ
ならないが、これは誤差増幅器14として商用周波数の周
期でその出力信号レベルが略一定となるような特性を持
つものを用いれば、実現することができる。コンデンサ
の直流出力電圧が大きくなろうとすると、前述のように
バルス発生器13は、スイッチング素子６のオン時間を短
くし、その結果、入力電流は小さくなって出力電圧の上
昇を制限する。逆にコンデンサの直流出力電圧が小さく
なろうとすると、オン期間を長くして出力直流電圧の下
降を制限する結果、直流出力電圧を安定化することがで
きる。
以上のように図１に示す回路例は、高力率を達成する
ことができると同時に、直流出力電圧を安定化できる。
ことができると同時に、直流出力電圧を安定化できる。
しかし、この例の構造のような従来型のスイッチング電
源においては、商用交流電源の電圧が零に近くなる位相
の時には、リアクトル４を流れる電流のピーク値Ipが小
さくなりダイオード７に電流が流れなくなると、コンデ
ンサ３とスナバ回路様のコンデンサ10とスイッチング素
子の寄生コンデンサ等の合成容量と、リアクトル４のイ
ンダクタンスによる共振状態が発生し、入力電流がほと
んど流れなくなり、この結果、第２図Ｂに示すように入
力電流波形Iiが入力電圧波形Viとの比例関係からずれ
て、小さくなり力率が悪化する欠点があった。
源においては、商用交流電源の電圧が零に近くなる位相
の時には、リアクトル４を流れる電流のピーク値Ipが小
さくなりダイオード７に電流が流れなくなると、コンデ
ンサ３とスナバ回路様のコンデンサ10とスイッチング素
子の寄生コンデンサ等の合成容量と、リアクトル４のイ
ンダクタンスによる共振状態が発生し、入力電流がほと
んど流れなくなり、この結果、第２図Ｂに示すように入
力電流波形Iiが入力電圧波形Viとの比例関係からずれ
て、小さくなり力率が悪化する欠点があった。
本考案の目的は、商用交流電源の電圧が零に近くなる
位相の時に、入力電流が流れなくなり入力電圧波形との
相似関係からずれる欠点を改善するための安価な構成の
回路を提供することにある。このためには、スイッチン
グ素子６のオン時間を商用で略一定値となるように制御
する代わりに、だい５図Ｂで示すよう商用交流電源の電
圧が零に近くなる位相の時にオン時間が広がるように制
御する方法が考えられる。
位相の時に、入力電流が流れなくなり入力電圧波形との
相似関係からずれる欠点を改善するための安価な構成の
回路を提供することにある。このためには、スイッチン
グ素子６のオン時間を商用で略一定値となるように制御
する代わりに、だい５図Ｂで示すよう商用交流電源の電
圧が零に近くなる位相の時にオン時間が広がるように制
御する方法が考えられる。
第３図は本考案の一実施例を示す。
第３図の回路の構成と動作について、第４図と第５図
の動作波形図を参照して説明する。第３図において、第
２図で説明したものと同じものは、同じ符号を付けてい
る。
の動作波形図を参照して説明する。第３図において、第
２図で説明したものと同じものは、同じ符号を付けてい
る。
第３図において、抵抗29、30は全波整流器２の出力電
圧を検出、分圧して誤差増幅器22の入力とする。ダイオ
ード27、コンデンサ28、抵抗25、26は全波整流器２の出
力電圧の平均値に略比例した基準電圧を作るための平滑
回路である。
圧を検出、分圧して誤差増幅器22の入力とする。ダイオ
ード27、コンデンサ28、抵抗25、26は全波整流器２の出
力電圧の平均値に略比例した基準電圧を作るための平滑
回路である。
誤差増幅器14と誤差増幅器22の出力は、抵抗23と24を
介して合成されコンパレータ21の一方の入力に接続され
る。
介して合成されコンパレータ21の一方の入力に接続され
る。
コンパレータ21の他方の入力に接続されたコンデンサ
20は、充電回路19により充電され、ダイオード18を介し
てインバータ回路16により放電されることで、その両端
に鋸歯状波電圧を発生する。
20は、充電回路19により充電され、ダイオード18を介し
てインバータ回路16により放電されることで、その両端
に鋸歯状波電圧を発生する。
インバータ回路16は、電圧検出器５の出力に接続さ
れ、電圧検出器５の出力を論理レベルに変換する。
れ、電圧検出器５の出力を論理レベルに変換する。
ここで、全波整流器２側の電圧がダイオード７のアノ
ード側の電圧より高いときにインバータ回路16の出力を
“H"レベルにするものとする。
ード側の電圧より高いときにインバータ回路16の出力を
“H"レベルにするものとする。
コンパレータ21とインバータ回路16の出力は、それぞ
れアンド回路17の各々の入力端子に接続され、アンド回
路17の出力は駆動回路10により増幅され、スイッチング
素子６を駆動する。
れアンド回路17の各々の入力端子に接続され、アンド回
路17の出力は駆動回路10により増幅され、スイッチング
素子６を駆動する。
以上の回路構成において、定状状態の動作について第
４図の動作波形図を用いて説明する。
４図の動作波形図を用いて説明する。
スイッチング周期の初期において、スイッチング素子
６がオン状態にあり、コンデンサ20の電圧（第４図Ｄの
ｂ）は、誤差増幅器14の誤差増巾機22の出力信号の合成
された電圧（第４図Ｄのａ）より小さいものとする。オ
ン期間中にリアクトル４の両端に加わる電圧（第４図
Ｂ）は、全波整流器２側の電圧がダイオード７のアノー
ド側の電圧より高いので、インバータ回路16の出力は
“H"レベルとなり、この結果、コンデンサ20は充電回路
19によって充電され、その電圧値は時間と共に増加す
る。
６がオン状態にあり、コンデンサ20の電圧（第４図Ｄの
ｂ）は、誤差増幅器14の誤差増巾機22の出力信号の合成
された電圧（第４図Ｄのａ）より小さいものとする。オ
ン期間中にリアクトル４の両端に加わる電圧（第４図
Ｂ）は、全波整流器２側の電圧がダイオード７のアノー
ド側の電圧より高いので、インバータ回路16の出力は
“H"レベルとなり、この結果、コンデンサ20は充電回路
19によって充電され、その電圧値は時間と共に増加す
る。
コンデンサ20の電圧20が誤差増幅器14と誤差増幅器22
の出力信号の合成された電圧より大きく高くなった時
に、コンパレータ21の出力信号は“H"レベルから“L"レ
ベルに反転し、アンド回路17の一方の入力を“L"レベル
する結果、アンド回路17の出力信号（第４図のＥ）を
“L"レベルにし、この結果、駆動回路10を介してスイッ
チング素子６をオンからオフにし、オン期間が修了しオ
フ期間に移る。
の出力信号の合成された電圧より大きく高くなった時
に、コンパレータ21の出力信号は“H"レベルから“L"レ
ベルに反転し、アンド回路17の一方の入力を“L"レベル
する結果、アンド回路17の出力信号（第４図のＥ）を
“L"レベルにし、この結果、駆動回路10を介してスイッ
チング素子６をオンからオフにし、オン期間が修了しオ
フ期間に移る。
スイッチング素子６がオフになると、リアクトル４の
両端の電圧極性は反転し、インバータ回路16の出力を
“L"レベルにするので、コンデンサ20はダイオード18を
介して放電される。
両端の電圧極性は反転し、インバータ回路16の出力を
“L"レベルにするので、コンデンサ20はダイオード18を
介して放電される。
リアクトル４を流れる電流は、前述のように、オン期
間に増加し、オフ時間に減少する三角波になる（第４図
のＡ）。
間に増加し、オフ時間に減少する三角波になる（第４図
のＡ）。
リアクトル４の両端の電圧波形（第４図のＢ）は、リア
クトル４を流れる電流が零になると全波整流器２側の電
圧がダイオード７のアノード側の電圧より高い極性に反
転する結果、インバータ回路16の出力を“L"レベルに
し、アンド回路17と駆動回路10を介してスイッチング素
子６をオフからオンにし、同時にコンデンサ20の充電が
開始されて、次の周期が始まる。
クトル４を流れる電流が零になると全波整流器２側の電
圧がダイオード７のアノード側の電圧より高い極性に反
転する結果、インバータ回路16の出力を“L"レベルに
し、アンド回路17と駆動回路10を介してスイッチング素
子６をオフからオンにし、同時にコンデンサ20の充電が
開始されて、次の周期が始まる。
第４図のＤで、誤差増幅器14と誤差増幅器22の出力信
号の合成された信号レベル（第４図Ｄのａ）が小さくな
ると、オン時間Tonが短くなるので、信号レベルに応じ
たオン時間を得ることができる。
号の合成された信号レベル（第４図Ｄのａ）が小さくな
ると、オン時間Tonが短くなるので、信号レベルに応じ
たオン時間を得ることができる。
コンデンサ８の両端の直流出力電圧が大きくなろうと
すると、誤差増幅記14の入力の左電圧が大きくなって、
誤差増幅記14の出力信号レベルは小さくなり、その結
果、スイッチング素子６のオン時間が短くなるので、入
力電流は小さくなって、出力電流電圧の上昇を制限す
る。この結果、出力直流電圧を安定化することができ
る。
すると、誤差増幅記14の入力の左電圧が大きくなって、
誤差増幅記14の出力信号レベルは小さくなり、その結
果、スイッチング素子６のオン時間が短くなるので、入
力電流は小さくなって、出力電流電圧の上昇を制限す
る。この結果、出力直流電圧を安定化することができ
る。
ここで、誤差増幅記14の特性をその出力信号のレベル
が商用周波数の一周期でほぼ一定値であるように設定す
れば前述のように、入力電流Iiを商用交流電源の電圧Vi
に比例した波形とすることができ、この結果、効力率を
達成することができる。
が商用周波数の一周期でほぼ一定値であるように設定す
れば前述のように、入力電流Iiを商用交流電源の電圧Vi
に比例した波形とすることができ、この結果、効力率を
達成することができる。
一方、抵抗25、26、29の合成抵抗値とおよび30とコン
デンサ28の容量値で決められる時定数を商用周波数の周
期に比べて充分大きく選定すれば、コンデンサ28の両端
の電圧は、全波整流器２の出力電圧Vrの平均値に略比例
した電圧となり、抵抗25と26で分圧されて誤差増幅器22
の一方の入力になる。ダイオード27のアノードの電圧
は、全波整流器２の出力電圧Viに比例した電圧の大きさ
の上限をダイオード27でコンデンサ28の電圧に制限され
たものになるので、第５図Ａのｂに示したようになり、
これは誤差増幅器22の他方の入力になる。このように構
成された、誤差増幅器22の出力信号には、第５図のＢに
示すような商用周波数に同期し、商用交流電源の電圧が
零に近くなる位相の時に大きくなる波形を得ることがで
き、一方、誤差増幅器14の信号レベルは略一定値である
ので、上記回路で誤差増幅器14と誤差増幅器22の出力信
号を合成した波形は、第５図のＢに相似したものとな
る。
デンサ28の容量値で決められる時定数を商用周波数の周
期に比べて充分大きく選定すれば、コンデンサ28の両端
の電圧は、全波整流器２の出力電圧Vrの平均値に略比例
した電圧となり、抵抗25と26で分圧されて誤差増幅器22
の一方の入力になる。ダイオード27のアノードの電圧
は、全波整流器２の出力電圧Viに比例した電圧の大きさ
の上限をダイオード27でコンデンサ28の電圧に制限され
たものになるので、第５図Ａのｂに示したようになり、
これは誤差増幅器22の他方の入力になる。このように構
成された、誤差増幅器22の出力信号には、第５図のＢに
示すような商用周波数に同期し、商用交流電源の電圧が
零に近くなる位相の時に大きくなる波形を得ることがで
き、一方、誤差増幅器14の信号レベルは略一定値である
ので、上記回路で誤差増幅器14と誤差増幅器22の出力信
号を合成した波形は、第５図のＢに相似したものとな
る。
前述のように、スイッチング素子６のオン時間は誤差
増幅器14と誤差増幅器22の出力信号の合成された信号の
大きさに比例して変化し、一方、前記のように、スイッ
チング電源の入力電流はオン幅が広がると大きくなる関
係にあるので、入力電流の波形Iiを第５図のＣに示すよ
うに従来よりも商用交流電源の電圧Viの波形により相似
するようにすることができ、この結果、力率を従来回路
に比べて改善することができる。
増幅器14と誤差増幅器22の出力信号の合成された信号の
大きさに比例して変化し、一方、前記のように、スイッ
チング電源の入力電流はオン幅が広がると大きくなる関
係にあるので、入力電流の波形Iiを第５図のＣに示すよ
うに従来よりも商用交流電源の電圧Viの波形により相似
するようにすることができ、この結果、力率を従来回路
に比べて改善することができる。
以上のように、本考案によれば、商用交流電源の電圧
が零に近くなる位相の時に、スイッチング素子のオン時
間幅が広がるように制御する制御回路を備えたことで、
力率を従来回路に比べて改善することができる。
が零に近くなる位相の時に、スイッチング素子のオン時
間幅が広がるように制御する制御回路を備えたことで、
力率を従来回路に比べて改善することができる。
第１図は従来の高力率形スイッチング電源の基本回路
図、第３図は本考案の一実施例を示す回路接続図、第２
図のＡ、Ｂは従来の高力率スイッチング電源の動作を説
明するための動作波形図、第４図のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、
Ｅ、Ｆ、と第５図Ａ、Ｂ、Ｃは本考案の実施例の動作を
説明するための動作波形図。 １……商用交流電源 ２……全波整流器 ３……高周波成分除去用コンデンサ ４……リアクトル ５……電圧検出回路スイッチング素子６ ７……整流用ダイオード ８……平滑用コンデンサ ９……電気的負荷 10……駆動回路 11……スナバ用抵抗 12……スナバ用コンデンサ 13……パルス発生器 14、22……誤差増幅器 15……基準電圧源 16……インバータ回路 17……アンド回路 18……放電用コンデンサ 19……充電回路 20……鋸歯状電圧発生用コンデンサ 21……コンパレータ 23、24……信号合成用抵抗 25、26……分圧抵抗 27……充電用ダイオード 28……平均値電圧発生用コンデンサ 29、30……分圧用抵抗
図、第３図は本考案の一実施例を示す回路接続図、第２
図のＡ、Ｂは従来の高力率スイッチング電源の動作を説
明するための動作波形図、第４図のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、
Ｅ、Ｆ、と第５図Ａ、Ｂ、Ｃは本考案の実施例の動作を
説明するための動作波形図。 １……商用交流電源 ２……全波整流器 ３……高周波成分除去用コンデンサ ４……リアクトル ５……電圧検出回路スイッチング素子６ ７……整流用ダイオード ８……平滑用コンデンサ ９……電気的負荷 10……駆動回路 11……スナバ用抵抗 12……スナバ用コンデンサ 13……パルス発生器 14、22……誤差増幅器 15……基準電圧源 16……インバータ回路 17……アンド回路 18……放電用コンデンサ 19……充電回路 20……鋸歯状電圧発生用コンデンサ 21……コンパレータ 23、24……信号合成用抵抗 25、26……分圧抵抗 27……充電用ダイオード 28……平均値電圧発生用コンデンサ 29、30……分圧用抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】商用交流電源を入力とする全波整流器と、
前記全波整流器の入力、または、出力に接続された第１
のコンデンサを備え、前記全波整流器にリアクトルとオ
ン・オフ動作を行うスイッチング素子を直列に接続し、
前記スイッチング素子の両端にダイオードと第２のコン
デンサを直列に接続し、前記第２のコンデンサの両端か
ら直流電圧を出力し、負荷に供給するように構成された
スイッチング電源において、前記リアクトルの両端電圧
を検出する電圧検出回路を備え、前記電圧検出回路の出
力信号から前記スイッチング素子のオフ時間幅を制御す
る第１の制御回路と、前記直流出力電圧が所定電圧にな
るように、前記スイッチング素子ののオン時間幅を制御
する第２の制御回路と、前記全波整流回路の出力電圧を
検出し商用交流電源の電圧が零に近くなる位相の時に、
前記スイッチング素子のオン時間幅が広がるように制御
する第３の制御回路を備えたことを特徴とするスイッチ
ング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1990061991U JP2515403Y2 (ja) | 1990-06-12 | 1990-06-12 | スイッチング電源 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP1990061991U JP2515403Y2 (ja) | 1990-06-12 | 1990-06-12 | スイッチング電源 |
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Family Applications (1)
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-
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0421192U (ja) | 1992-02-21 |
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