JP3364498B2 - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流電源を入力とし、入
力の力率を１に近い値にすると同時に前記入力と電気的
に絶縁された直流電圧を出力することのできる高力率形
スイッチング電源の改善に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】このようなスイッチング電源の一例とし
て従来図１に示すような回路が知られている。図１にお
いて交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して全波整流
器３を接続し全波整流器３の出力にトランス４の１次巻
線５とオン、オフ動作を行うスイッチ素子６を直列に接
続する。一方、トランス４の２次巻線７の両端には整流
用ダイオード８と平滑用コンデンサ９を直列に接続して
前記コンデンサ９の両端に接続された電気的負荷１０に
直流電圧を供給する。１１は制御回路でスイッチ素子６
のデューティ比を制御する。 【０００３】上記のような構成においてその動作を図２
の動作波形図を参照して説明する。ただし、図２では、
模式的にスイッチング周期を交流電源の周期に比べて、
あまり短く表わしていないが、実際には充分短いものと
する。図２においてＩ２′はトランス４の２次巻線電流
Ｉ２を１次巻線電流に換算したものであり、トランス４
の巻数比をＮとすると Ｉ２′＝Ｉ２＊Ｎの関係が成り立つ。 以下の説明では簡単のために半導体素子の順方向の電圧
降下やトランス４の洩れインダクタンスは無視するもの
とする。上記のような構成において入力電流波形Ｉｉを
入力電圧波形に比例したものとすることにより力率を１
に近い高力率とするためにはスイッチ素子６のデューテ
ィ比ｄは周期Ｔが一定でＰＷＭ制御され、かつ定常状態
においては交流電源の一周期の間ｄが一定値であるよう
に制御されると共に、次にスイッチ素子６がオンする前
に２次巻線７に流れる電流Ｉ２が零になるいわゆる電流
不連続モードで動作するようになされる。ここで、入力
交流電圧がＶｐ×ｓｉｎθで表され、Ｓｉｎθが正とな
るような半サイクルについて考えるものとすると、スイ
ッチ素子６のスイッチング周期Ｔが入力交流電源の周期
に比べて充分短いものとすればスイッチ素子６のオン期
間のような短時間においてはトランス４の１次巻線５の
電圧は略一定値、Ｖｐ×ｓｉｎθとみなせるので１次巻
線５を流れる電流Ｉ１は一定の傾きで増加し、オン期間
の初めに電流値が零であるとすれば電流のピーク値Ｉ１
ｐは次式で示される。 【数１】 ここで、Ｌ１：トランス４の１次巻線５のインダクタン
ス値 Ｔｏｎ：スイッチ素子６のオン時間 このとき、電源の入力電流Ｉｉは高域阻止フィルタによ
り高周波成分が除去されて１次巻線電流の平均電流が流
れるので次式で表される。 【数２】 （数１）、（数２）より 【数３】 ここで、Ｋ＝ｄ２×Ｔ×Ｖｐ／（２×Ｌ１） ｄはデューティー比で ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ ｄは一定値であるものとすればＫも一定値となり、
（３）式より入力電流Ｉｉの波形は入力電圧波形に比例
するので高力率を達成することができる。制御回路はよ
く知られたＰＷＭ制御系を構成し、デューティ−比ｄを
制御し直流出力電圧を安定化する。 【０００４】 【従来技術の問題点】しかしながら、上記のようなスイ
ッチング電源では、入力電圧範囲がひろい場合にはスイ
ッチ素子６に加わるストレスが大きくなる欠点がある。
以下この点に付いて説明する。 入力電流Ｉｉはピーク値をＩｐとすると（数３）より Ｉｉ＝Ｉｐ×ｓｉｎθのようにあらわされるので（数
２）より 【数４】 １次巻線５を流れる電流はスイッチ素子６を流れる電流
と同じであるのでスイッチ素子６を流れる電流のピーク
値Ｉｄｐは（数１）、（数４）より 【数５】 ただしＰは入力電力でＰ＝Ｖｐ×Ｉｐ／２である。
（５）式よりＩｄｐは入力電力が一定であればｓｉｎθ
に比例するだけで入力電圧のピーク値Ｖｐが変化しても
変わらないことがわかる。一方、スイッチ素子６に加わ
る電圧はＶｐの増加につれて高くなるのでスイッチング
時、スイッチ素子６に加わるストレスはＶｐの上昇にと
もない増加することになる。このことはまた、入力電圧
が高いときに発生するスイッチングノイズが大きくなり
ＥＭＩ対策が難しくなるなどの欠点にもなる。特に入力
電圧範囲が広い場合にはこの傾向は顕著である。 【０００５】 【発明の目的】本発明の目的はスイッチ素子を流れる電
流Ｉｄｐを上記の方式に比べて小さくできる制御方法を
提供しようとするものである。 【０００６】 【発明の概要】本発明は、スイッチング周期は一定の周
期でなく、オフ期間の終わりに変換トランスの励磁がリ
セットされたのを検出し、次のオン期間が始まるように
制御されたスイッチング電源において、スイッチ素子を
定常状態においては交流電源の一周期の間、オン幅が略
一定値であるように制御するスイッチング電源である。 【０００７】以下、上記の制御方法について図３の動作
波形図を参照して説明する。（なお、符号は図１を引用
する。）トランス４の１次巻線電流Ｉ１は一定の傾きで
増加し、オン期間の初めに電流値が零であるとすれば電
流のピーク値Ｉ１ｐは次式で示される。 【数６】 トランス４の２次巻線７を流れる電流Ｉ２は一定の傾き
で減少し、オフ期間の終わりに電流値が零であるとすれ
ば電流のピーク値Ｉ２ｐは次式で示される。 【数７】 ここで、Ｌ２：トランス４の２次巻線７のインダクタン
ス値 Ｔｏｆｆ：スイッチ素子６のオフ時間 １次巻線電流のピーク値Ｉ１ｐと２次巻線電流のピーク
値Ｉ２ｐとは次式の関係がある。 【数８】 このとき、電源の入力電流Ｉｉは１次巻線電流Ｉ１の平
均電流が流れるので（数２）における周期Ｔの代わりに
本発明ではＴｏｎ＋Ｔｏｆｆを使って次式で表される。 【数９】 トランス４の１次巻線５のインダクタンス値Ｌ１と２次
巻線７のインダクタンス値Ｌ２にはＬ２＝Ｌｌ×Ｎ２の
関係があるので（数６）、（数７）より 【数１０】 （数６）、（数９）、（数１０）より 【数１１】 （数１１）を使って入力電力Ｐは次式で表される。 【数１２】 １次巻線５を流れる電流はスイッチ素子６を流れる電流
と同じであるのでスイッチ素子６を流れる電流のピーク
値Ｉｄｐは（数６）、（数１２）より 【数１３】 で表される。一例として、Ｐ＝３００Ｗ、Ｌ１＝２５μ
Ｈ、Ｎ＝０．３７５、Ｖｏ＝２８Ｖであるような場合に
ついて従来例と本発明による制御方法を比較する。入力
電圧が８５Ｖｒｍｓの時、従来例の場合、（数５）によ
りＩｄｐを求めると２４．６Ａになり、本発明による場
合、（数１３）より２３．１Ａである。ここで、入力電
圧が２６４Ｖｒｍｓになった時は、上と同様にしてＩｄ
ｐは従来例の場合は８５Ｖの時と変わらず２４．６Ａで
あるのに対し本発明による場合は１６．１Ａとなり従来
例より小さくできることがわかる。ただし、入力電流波
形は（数１１）に示されるように入力電圧波形に完全に
比例しなくなる結果、力率は従来例に比べて若干低下す
るが、実用範囲内にある。 【０００８】 【実施例】図４に本発明による制御機能を有する回路の
一実施例を示す。以下、図４の構成について説明する。
図４において図１で説明したものと同じものは同じ符号
を付けている。インバータ回路１６は、検出巻線１２に
接続され、巻線出力を論理レベルに変換する。誤差増幅
器１３は、負荷１０の両端の直流電圧を一方の入力と
し、基準電圧１４を他方の入力として、それらの差電圧
を増幅し、その出力はコンパレータ２１の一方の入力に
接続されている。コンパレータ２１の他方の入力に接続
されたコンデンサ２０は、充電回路１９により充電さ
れ、ダイオード１８を介してインバータ回路１６により
放電されることで、その両端に鋸歯状波電圧を発生す
る。コンパレータ２１とインバータ回路１６の出力は、
それぞれアンド回路１７の各々の入力端子に接続され、
アンド回路１７の出力は駆動回路１５により増幅され、
スイッチ素子６を駆動する。 【０００９】以上の回路構成の動作を図5の動作波形図
を用いて説明する。ただし、検出巻線１２の電圧の極性
は黒丸印を付けた方が正になった場合に正極性であると
する。スイッチ素子6がオフからオンになりスイッチン
グの一周期が始まったものとすると、図5Ａで示される1
次巻線電流Ｉ１は一定の傾きで増加し同時にコンデンサ
２０は充電回路１９によって充電され、電圧（図5Ｃの
ｂ）は０Ｖから上昇し、図5Ｃのａで示される誤差増幅
器１３の出力電圧を越えるとコンパレータ２１の出力は
“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに反転し、この結果、ス
イッチ素子６をオンからオフにし、オン期間が終了しオ
フ期間に移る。スイッチ素子６がオフになると、図5Ｂ
で示される検出巻線１２の電圧は正に反転し、インバー
タ回路１６の出力を“Ｌ”レベルにするので、オフが継
続され、同時にコンデンサ２０は図5Ｃのｂで示される
ようにダイオード１８を介して放電される。トランス４
の2次巻線電流が零になり磁芯の励磁がリセットされる
と検出巻線１２の電圧は負に反転する結果、インバータ
回路16の出力を“Ｈ”レベルにし、スイッチ素子6をオ
フからオンにすると同時にコンデンサ２０の充電が開始
されて、次の周期が始まる。もし、コンデンサ２０の両
端の直流出力電圧が高くなると、誤差増幅器１３の入力
の差電圧が大きくなって、誤差増幅器１３の出力電圧レ
ベルは小さくなり、スイッチ素子６のオン期間が短くな
るので、出力電流は小さくなり出力電圧を低くするよう
に動作する結果、出力電圧を安定化できる。この構成と
動作は所謂臨界モードコンバータとして広く知られてい
るが、ここで本発明は、誤差増幅器１３の周波数特性を
その出力信号レベルが交流入力電圧の一周期で大きく変
化しないように設定すれば前述のように入力電流波形を
入力交流電圧波形に略比例した波形とすることができ、
この結果、高力率を達成する事ができる。 【００１０】 【発明の効果】以上のように本発明によれば、入力電圧
範囲の広い場合には入力電圧の高いときにスイッチ素子
６を流れる電流のピーク値を従来例に比べて小さくする
ことができる。
力の力率を１に近い値にすると同時に前記入力と電気的
に絶縁された直流電圧を出力することのできる高力率形
スイッチング電源の改善に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】このようなスイッチング電源の一例とし
て従来図１に示すような回路が知られている。図１にお
いて交流電源１に高域阻止フィルタ２を介して全波整流
器３を接続し全波整流器３の出力にトランス４の１次巻
線５とオン、オフ動作を行うスイッチ素子６を直列に接
続する。一方、トランス４の２次巻線７の両端には整流
用ダイオード８と平滑用コンデンサ９を直列に接続して
前記コンデンサ９の両端に接続された電気的負荷１０に
直流電圧を供給する。１１は制御回路でスイッチ素子６
のデューティ比を制御する。 【０００３】上記のような構成においてその動作を図２
の動作波形図を参照して説明する。ただし、図２では、
模式的にスイッチング周期を交流電源の周期に比べて、
あまり短く表わしていないが、実際には充分短いものと
する。図２においてＩ２′はトランス４の２次巻線電流
Ｉ２を１次巻線電流に換算したものであり、トランス４
の巻数比をＮとすると Ｉ２′＝Ｉ２＊Ｎの関係が成り立つ。 以下の説明では簡単のために半導体素子の順方向の電圧
降下やトランス４の洩れインダクタンスは無視するもの
とする。上記のような構成において入力電流波形Ｉｉを
入力電圧波形に比例したものとすることにより力率を１
に近い高力率とするためにはスイッチ素子６のデューテ
ィ比ｄは周期Ｔが一定でＰＷＭ制御され、かつ定常状態
においては交流電源の一周期の間ｄが一定値であるよう
に制御されると共に、次にスイッチ素子６がオンする前
に２次巻線７に流れる電流Ｉ２が零になるいわゆる電流
不連続モードで動作するようになされる。ここで、入力
交流電圧がＶｐ×ｓｉｎθで表され、Ｓｉｎθが正とな
るような半サイクルについて考えるものとすると、スイ
ッチ素子６のスイッチング周期Ｔが入力交流電源の周期
に比べて充分短いものとすればスイッチ素子６のオン期
間のような短時間においてはトランス４の１次巻線５の
電圧は略一定値、Ｖｐ×ｓｉｎθとみなせるので１次巻
線５を流れる電流Ｉ１は一定の傾きで増加し、オン期間
の初めに電流値が零であるとすれば電流のピーク値Ｉ１
ｐは次式で示される。 【数１】 ここで、Ｌ１：トランス４の１次巻線５のインダクタン
ス値 Ｔｏｎ：スイッチ素子６のオン時間 このとき、電源の入力電流Ｉｉは高域阻止フィルタによ
り高周波成分が除去されて１次巻線電流の平均電流が流
れるので次式で表される。 【数２】 （数１）、（数２）より 【数３】 ここで、Ｋ＝ｄ２×Ｔ×Ｖｐ／（２×Ｌ１） ｄはデューティー比で ｄ＝Ｔｏｎ／Ｔ ｄは一定値であるものとすればＫも一定値となり、
（３）式より入力電流Ｉｉの波形は入力電圧波形に比例
するので高力率を達成することができる。制御回路はよ
く知られたＰＷＭ制御系を構成し、デューティ−比ｄを
制御し直流出力電圧を安定化する。 【０００４】 【従来技術の問題点】しかしながら、上記のようなスイ
ッチング電源では、入力電圧範囲がひろい場合にはスイ
ッチ素子６に加わるストレスが大きくなる欠点がある。
以下この点に付いて説明する。 入力電流Ｉｉはピーク値をＩｐとすると（数３）より Ｉｉ＝Ｉｐ×ｓｉｎθのようにあらわされるので（数
２）より 【数４】 １次巻線５を流れる電流はスイッチ素子６を流れる電流
と同じであるのでスイッチ素子６を流れる電流のピーク
値Ｉｄｐは（数１）、（数４）より 【数５】 ただしＰは入力電力でＰ＝Ｖｐ×Ｉｐ／２である。
（５）式よりＩｄｐは入力電力が一定であればｓｉｎθ
に比例するだけで入力電圧のピーク値Ｖｐが変化しても
変わらないことがわかる。一方、スイッチ素子６に加わ
る電圧はＶｐの増加につれて高くなるのでスイッチング
時、スイッチ素子６に加わるストレスはＶｐの上昇にと
もない増加することになる。このことはまた、入力電圧
が高いときに発生するスイッチングノイズが大きくなり
ＥＭＩ対策が難しくなるなどの欠点にもなる。特に入力
電圧範囲が広い場合にはこの傾向は顕著である。 【０００５】 【発明の目的】本発明の目的はスイッチ素子を流れる電
流Ｉｄｐを上記の方式に比べて小さくできる制御方法を
提供しようとするものである。 【０００６】 【発明の概要】本発明は、スイッチング周期は一定の周
期でなく、オフ期間の終わりに変換トランスの励磁がリ
セットされたのを検出し、次のオン期間が始まるように
制御されたスイッチング電源において、スイッチ素子を
定常状態においては交流電源の一周期の間、オン幅が略
一定値であるように制御するスイッチング電源である。 【０００７】以下、上記の制御方法について図３の動作
波形図を参照して説明する。（なお、符号は図１を引用
する。）トランス４の１次巻線電流Ｉ１は一定の傾きで
増加し、オン期間の初めに電流値が零であるとすれば電
流のピーク値Ｉ１ｐは次式で示される。 【数６】 トランス４の２次巻線７を流れる電流Ｉ２は一定の傾き
で減少し、オフ期間の終わりに電流値が零であるとすれ
ば電流のピーク値Ｉ２ｐは次式で示される。 【数７】 ここで、Ｌ２：トランス４の２次巻線７のインダクタン
ス値 Ｔｏｆｆ：スイッチ素子６のオフ時間 １次巻線電流のピーク値Ｉ１ｐと２次巻線電流のピーク
値Ｉ２ｐとは次式の関係がある。 【数８】 このとき、電源の入力電流Ｉｉは１次巻線電流Ｉ１の平
均電流が流れるので（数２）における周期Ｔの代わりに
本発明ではＴｏｎ＋Ｔｏｆｆを使って次式で表される。 【数９】 トランス４の１次巻線５のインダクタンス値Ｌ１と２次
巻線７のインダクタンス値Ｌ２にはＬ２＝Ｌｌ×Ｎ２の
関係があるので（数６）、（数７）より 【数１０】 （数６）、（数９）、（数１０）より 【数１１】 （数１１）を使って入力電力Ｐは次式で表される。 【数１２】 １次巻線５を流れる電流はスイッチ素子６を流れる電流
と同じであるのでスイッチ素子６を流れる電流のピーク
値Ｉｄｐは（数６）、（数１２）より 【数１３】 で表される。一例として、Ｐ＝３００Ｗ、Ｌ１＝２５μ
Ｈ、Ｎ＝０．３７５、Ｖｏ＝２８Ｖであるような場合に
ついて従来例と本発明による制御方法を比較する。入力
電圧が８５Ｖｒｍｓの時、従来例の場合、（数５）によ
りＩｄｐを求めると２４．６Ａになり、本発明による場
合、（数１３）より２３．１Ａである。ここで、入力電
圧が２６４Ｖｒｍｓになった時は、上と同様にしてＩｄ
ｐは従来例の場合は８５Ｖの時と変わらず２４．６Ａで
あるのに対し本発明による場合は１６．１Ａとなり従来
例より小さくできることがわかる。ただし、入力電流波
形は（数１１）に示されるように入力電圧波形に完全に
比例しなくなる結果、力率は従来例に比べて若干低下す
るが、実用範囲内にある。 【０００８】 【実施例】図４に本発明による制御機能を有する回路の
一実施例を示す。以下、図４の構成について説明する。
図４において図１で説明したものと同じものは同じ符号
を付けている。インバータ回路１６は、検出巻線１２に
接続され、巻線出力を論理レベルに変換する。誤差増幅
器１３は、負荷１０の両端の直流電圧を一方の入力と
し、基準電圧１４を他方の入力として、それらの差電圧
を増幅し、その出力はコンパレータ２１の一方の入力に
接続されている。コンパレータ２１の他方の入力に接続
されたコンデンサ２０は、充電回路１９により充電さ
れ、ダイオード１８を介してインバータ回路１６により
放電されることで、その両端に鋸歯状波電圧を発生す
る。コンパレータ２１とインバータ回路１６の出力は、
それぞれアンド回路１７の各々の入力端子に接続され、
アンド回路１７の出力は駆動回路１５により増幅され、
スイッチ素子６を駆動する。 【０００９】以上の回路構成の動作を図5の動作波形図
を用いて説明する。ただし、検出巻線１２の電圧の極性
は黒丸印を付けた方が正になった場合に正極性であると
する。スイッチ素子6がオフからオンになりスイッチン
グの一周期が始まったものとすると、図5Ａで示される1
次巻線電流Ｉ１は一定の傾きで増加し同時にコンデンサ
２０は充電回路１９によって充電され、電圧（図5Ｃの
ｂ）は０Ｖから上昇し、図5Ｃのａで示される誤差増幅
器１３の出力電圧を越えるとコンパレータ２１の出力は
“Ｈ”レベルから“Ｌ”レベルに反転し、この結果、ス
イッチ素子６をオンからオフにし、オン期間が終了しオ
フ期間に移る。スイッチ素子６がオフになると、図5Ｂ
で示される検出巻線１２の電圧は正に反転し、インバー
タ回路１６の出力を“Ｌ”レベルにするので、オフが継
続され、同時にコンデンサ２０は図5Ｃのｂで示される
ようにダイオード１８を介して放電される。トランス４
の2次巻線電流が零になり磁芯の励磁がリセットされる
と検出巻線１２の電圧は負に反転する結果、インバータ
回路16の出力を“Ｈ”レベルにし、スイッチ素子6をオ
フからオンにすると同時にコンデンサ２０の充電が開始
されて、次の周期が始まる。もし、コンデンサ２０の両
端の直流出力電圧が高くなると、誤差増幅器１３の入力
の差電圧が大きくなって、誤差増幅器１３の出力電圧レ
ベルは小さくなり、スイッチ素子６のオン期間が短くな
るので、出力電流は小さくなり出力電圧を低くするよう
に動作する結果、出力電圧を安定化できる。この構成と
動作は所謂臨界モードコンバータとして広く知られてい
るが、ここで本発明は、誤差増幅器１３の周波数特性を
その出力信号レベルが交流入力電圧の一周期で大きく変
化しないように設定すれば前述のように入力電流波形を
入力交流電圧波形に略比例した波形とすることができ、
この結果、高力率を達成する事ができる。 【００１０】 【発明の効果】以上のように本発明によれば、入力電圧
範囲の広い場合には入力電圧の高いときにスイッチ素子
６を流れる電流のピーク値を従来例に比べて小さくする
ことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】高力率形スイッチング電源の基本回路図
【図２】従来例の動作を説明するための動作波形図
【図３】本発明による制御方法の動作を説明するための
動作波形図 【図４】本発明の一実施例回路図 【図５】本発明の実施例の動作を説明するための動作波
形図である。 【符号の説明】 １・・・交流電源 ２・・・高域阻止フィルタ ３・・・全波整流器 ４・・・トランス ５・・・１次巻線 ６・・・スイッチ素子 ７・・・２次巻線 ８・・・整流用ダイオード ９・・・平滑用コンデンサ １０・・・電気的負荷 １１・・・制御回路 １２・・・リセッ卜検出用巻線 １３・・・誤差増幅器 １４・・・基準電圧源 １５・・・駆動回路 １６・・・インバータ回路 １７・・・アンド回路 １８・・・放電用ダイオード １９・・・充電回路 ２０・・・鋸歯状波電圧発生用コンデンサ ２１・・・コンパレータ
動作波形図 【図４】本発明の一実施例回路図 【図５】本発明の実施例の動作を説明するための動作波
形図である。 【符号の説明】 １・・・交流電源 ２・・・高域阻止フィルタ ３・・・全波整流器 ４・・・トランス ５・・・１次巻線 ６・・・スイッチ素子 ７・・・２次巻線 ８・・・整流用ダイオード ９・・・平滑用コンデンサ １０・・・電気的負荷 １１・・・制御回路 １２・・・リセッ卜検出用巻線 １３・・・誤差増幅器 １４・・・基準電圧源 １５・・・駆動回路 １６・・・インバータ回路 １７・・・アンド回路 １８・・・放電用ダイオード １９・・・充電回路 ２０・・・鋸歯状波電圧発生用コンデンサ ２１・・・コンパレータ
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 3/00
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】交流電源に高域阻止フィルタを介して接続
された全波整流器の直流出力にスイッチ素子と変換トラ
ンスの1次巻線を直列に接続し、該変換トランスの２次
巻線には整流平滑回路を接続して直流電圧を得るように
し、該スイッチ素子のオン時に該変換トランスに蓄えら
れた磁気エネルギーをオフ時に該変換トランスの２次巻
線側に供給すると共に、該スイッチ素子のスイッチング
周期は一定周期でなく、該スイッチ素子のオフ期間の終
わりに該変換トランスの励磁がリセットされたことを検
出し、該スイッチ素子を該変換トランスの励磁がリセッ
トされると同時にオンが始まるように制御するようにし
たスイッチング電源において、一定の入出力条件では交
流電源の一周期においてオン幅が略一定になるように制
御することを特徴とするスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10992091A JP3364498B2 (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10992091A JP3364498B2 (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04265665A JPH04265665A (ja) | 1992-09-21 |
| JP3364498B2 true JP3364498B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
ID=14522480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10992091A Expired - Fee Related JP3364498B2 (ja) | 1991-02-19 | 1991-02-19 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3364498B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011062043A (ja) * | 2009-09-14 | 2011-03-24 | Sanken Electric Co Ltd | 力率改善回路及びこれを用いたｌｅｄ照明器具 |
-
1991
- 1991-02-19 JP JP10992091A patent/JP3364498B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04265665A (ja) | 1992-09-21 |
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