JP3886608B2 - 直流アーク溶接用電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流を整流してアーク溶接に適した出力電圧・電流の直流を得るようにした直流アーク溶接用電源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６に単相の商用交流電源から電力を得る方式の従来の直流アーク溶接用電源装置の例を示す。同図において、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は電極４ａおよび被溶接物４ｂからなるアーク溶接負荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およびダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、インバータ回路の出力電圧をアーク溶接に適した電圧に変換する変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整流回路ＲＥＣ２、この整流回路ＲＥＣ２と出力端子との間に設けられた直流リアクトルＬ１、出力電流を検出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１とＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にかつ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３からなる。
【０００３】
図６の装置においては、商用交流電源１からの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流となり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換された後に整流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直流となり直流リアクトルＬ１を介してアーク溶接負荷４に供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１にて検出されて出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３に供給されてこの差信号ΔＩが減少する方向にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４の導通時間率が調整されて、出力電流が設定値に保たれるように制御される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方式の従来装置においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を図７の波形図にて説明する。図７（ａ）は図６の装置における商用交流電源１の電圧波形を示し、同図（ｂ）はコンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流波形を示す。図７から容易にわかるように、正弦波の入力電力に対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の端子電圧が入力電圧の両波整流波形よりも低い期間においてのみ流れる。このために、入力電流は入力電圧位相のピーク点附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波形となり、極端な歪波電流となる。このために商用交流電源１に対しては、この期間にのみ大きな負担がかかることになり、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、同図（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ませることになって、商用交流電源側に過大な負担をかけ、電源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一電源に接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚しい場合にはこれらを誤動作させることも発生する。また、入力電圧波形に対して入力電流波形の位相が極端にずれることから、商用周波交流電源に対する力率が極めて低いものとなる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記従来装置の課題を解決するために、商用交流電源を整流して脈動する直流とする整流回路と、前記整流回路の出力側に接続された変圧器の一次巻線と高周波スイッチング素子とからなる直列回路と、前記変圧器の二次巻線に接続された前記高周波スイッチング素子の導通によって前記変圧器の一次巻線が励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとコンデンサとからなる直列回路と、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記高周波スイッチング素子を出力設定値に対応した導通時間率でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力電力を取り出す直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の実施の形態を接続図にて示す。同図において、１は単相商用交流電源、２０は電力加工部、４はアーク溶接負荷であり、電極４ａおよび被溶接物４ｂからなる。電力加工部２０において、ＲＥＣ２１は両波整流回路、Ｔ２１は変圧器、ＴＲ２１は変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと直列に接続された高周波スイッチング素子であり、スイッチング用トランジスタや類似の素子が利用できる。Ｄ２１は高周波スイッチング素子ＴＲ２１と逆並列に接続された保護用ダイオード、Ｄ２２は変圧器Ｔ２１の二次巻線Ｎｓの出力側に直列に設けられたダイオード、Ｃ２１はダイオードＤ２２と二次巻線Ｎｓとに直列に接続されたコンデンサ、Ｒ２１は抵抗器、Ｌ２１は出力回路に直列に設けられた直流リアクトルであり、直流アーク溶接に適した出力電流変化の時定数を与える。ＣＴ２１は電流検出器、２１は出力電流設定器、２２は出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと電流検出器ＣＴ２１の出力Ｉｆとを入力として差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器、２３は比較器２２の出力ΔＩを入力とし、入力信号に対応した導通時間率の高周波パルス信号を高周波スイッチング素子ＴＲ２１に供給して、これをＯＮ−ＯＦＦ制御するＰＷＭ制御回路である。またＬＦ２１は入力側高周波フィルタ、Ｒ２１は抵抗器である。
【０００７】
また、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとは図中に・印で示したように相互の極性が定めてあり、これらに対して、ダイオードＤ２２の極性を図のように定めてある。このダイオードＤ２２の極性は、高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通したときに変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐに図の矢印方向に電流が流れたときに二次巻線Ｎｓに発生する矢印方向の出力電圧を阻止する極性に定める。
【０００８】
図１の装置において、商用交流電源１からの電力は両波整流回路ＲＥＣ２１にて整流されて脈動する直流となり、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと高周波スイッチング素子ＴＲ２１とからなる直列回路に供給される。高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通すると両波整流回路ＲＥＣ２１の出力の瞬時値に応じた電流が変圧器Ｔ２１の一次巻線を通して流れる。変圧器Ｔ２１はこれによって励磁されて二次巻線Ｎｓに図示の極性の出力電圧を発生するが、この出力電圧に対して、ダイオードＤ２２は逆極性であるので変圧器Ｔ２１の二次巻線には電流は流れられず、このために一次巻線Ｎｐに流れた電流はすべて変圧器Ｔ２１に磁気エネルギーとして蓄えられる。次に高周波スイッチング素子ＴＲ２１を遮断すると、それまで一次巻線に流れていた電流が急減しようとするのを阻止する方向の電圧、即ち図中矢印と逆の方向の電圧が誘起する。この誘起電圧はダイオードＤ２２に対して順方向であり、このためそれまで一次巻線に流れていた電流に代って二次巻線に電流が流れ、ダイオードＤ２２を通してコンデンサＣ２１を充電する。（一部はアーク溶接負荷４および抵抗器Ｒ２１にも流れる。）このとき、二次巻線Ｎｐから流れ出す電力は高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通していた期間に変圧器Ｔ２１に蓄えられた電磁エネルギーであり、二次巻線Ｎｓの出力電圧はこの蓄積されていた電磁エネルギーと一次巻線に接続されているダイオードＤ２１、コンデンサＣ２１、抵抗器Ｒ２１およびアーク溶接負荷４によって定まる電圧となり、例えばコンデンサＣ２１の端子電圧が零に近いときは低く、高いときにはそれ以上の高電圧となる。
【０００９】
変圧器Ｔ２１に蓄えられていた電磁エネルギーの放出が完了した頃に再び高周波スイッチング素子ＴＲ２１を導通させると、変圧器Ｔ２１に対する電磁エネルギーの蓄積が再開され、以後上記の動作をくりかえすことにより、コンデンサＣ２１の充電が進行し、この両端から直流リアクトルＬ２１を介して出力端子（ａ）、（ｂ）を引出してアーク溶接負荷４を接続するとこれに電力が供給されることになる。
【００１０】
ここで出力電流は電流検出器ＣＴ２１で検出されて信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の出力信号Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路に入力され、ＰＷＭ制御回路２３はこの入力信号に応じた導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦ１周期に対するＯＮ時間の比率）のパルス信号を発生し、高周波スイッチング素子ＴＲ２１をＯＮ−ＯＦＦさせる。このとき、変圧器Ｔ２１は高周波スイッチング素子の導通期間中（ＯＮ時間）に磁気エネルギーを蓄積し、遮断期間中（ＯＦＦ時間）にこの蓄積エネルギーをすべて放出する必要があることから、高周波スイッチング素子ＴＲ２１の導通時間率は５０％以下とするのが安全であり、また変圧器Ｔ２１は電磁エネルギーを蓄積するために鉄心の一部に空隙を設ける必要がある。
【００１１】
図２は図１の装置の動作中の各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電源１の電圧波形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波形、（ｃ）は変圧器Ｔ２１の一次電流波形、（ｄ）は変圧器Ｔ２１の二次巻線Ｎｓの出力電圧波形、（ｅ）はコンデンサＣ２１の端子電圧波形、（ｆ）は商用交流電源１からの入力電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してある。
なお、図１の装置において、変圧器Ｔ２１の一次電流は図２（ｃ）に示すように高周波成分を含み、この電流を供給する両波整流回路ＲＥＣ２１を流れる電流も当然高周波成分を含むので商用交流電源１にこれが影響しないように交流入力側にバイパスコンデンサのような簡単な高周波フィルタＬＦ２１を設ける。
【００１２】
また、アーク溶接負荷４は常時接続されているとは限らないので、充電されたコンデンサＣ２１の電荷をゆるやかに放電して作業終了後は出力端子（ａ）、（ｂ）間に危険な高電圧が現出しないようにこれを放電するための抵抗器Ｒ２１を接続しておくことが望ましい。この抵抗器Ｒ２１の抵抗値としては、コンデンサＣ２１の充電電荷を数秒程度の間に放電する値に選定しておくと、先の溶接終了直後のアーク再起動時はいまだコンデンサＣ２１には相当量の電荷が充電されているのでアークの再起動が容易となるので都合がよい。
【００１３】
また、図１の装置において、変圧器Ｔ２１は高周波スイッチング素子ＴＲ２１の導通期間中のみ励磁され、その後の遮断時間中に鉄心の励磁はリセットされるので高周波スイッチング素子ＴＲ３１のＯＮ−ＯＦＦの繰返し周波数を数１０ＫＨｚに設定することにより、この周波数に応じた電力を変圧する高周波変圧器とすることができるので図６に示した従来のインバータ式の電源と同様に小形のものとなる。
【００１４】
図３に本発明を３相商用交流電源に適用したときの例を示す。図３の装置は図１の装置を３回路並列にしたものに相当し、ＲＥＣ３１ないしＲＥＣ３３は３相商用交流電源３の各相を両波整流して直流を得る両波整流回路、Ｔ３１ないしＴ３３は変圧器、ＴＲ３１ないしＴＲ３３は高周波スイッチング素子、Ｄ３１ないしＤ３３およびＤ３４ないしＤ３６はダイオード、Ｃ３１ないしＣ３３はコンデンサ、Ｌ３２ないしＬ３４は直流リアクトル、Ｒ３１は抵抗器、ＬＦ３１は３相高周波フィルタである。同図のその他の部分は図１の同符号の部分と同機能のものを示す。
【００１５】
同図において、ＰＷＭ制御回路２３は差信号ΔＩに応じた導通時間率のパルスを発生し、このパルスを各高周波スイッチング素子に同時に供給するものでもよいが、このパルスを発生順に順次高周波スイッチング素子ＴＲ３１、ＴＲ３２、ＴＲ３３に分配するものを用いてもよい。
【００１６】
図４は、図３の装置のコンデンサＣ３１ないしＣ３３を１個のコンデンサＣ３１に置きかえたもので、その他は図３の装置と同様である。
【００１７】
図５は、図３の装置のコンデンサＣ３１ないしＣ３３を直列にしたもので比較的高電圧の出力が必要な、例えばプラズマアーク溶接に適用するときにとき都合がよい。
【００１８】
上記各実施例においては、高周波スイッチング素子の制御はくりかえし周波数を一定とした誤差信号に応じて導通時間率を変化させるようにしたパルス幅制御（ＰＷＭ制御）により行う例を示したが、本発明はこれに限らず導通時間を一定としてくりかえし周波数を誤差信号に対応して変化させて導通時間率を調整するパルス周波数制御（ＰＦＭ制御）により行うものでもよい。
【００１９】
また、出力電流を検出してこれを設定値に倣わせる定電流制御にかえて、出力電圧を検出して、これを出力電圧設定値と比較することにより、設定値に倣わせる定電圧制御にも本発明は適用できる。その場合には、上記各実施例において、出力電流設定器２１にかえて出力設定器を、また電流検出器ＣＴ２１またはＣＴ３１にかえて電圧検出器をそれぞれ設け、比較器２２として、出力電圧設定器の設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの差ΔＶ＝Ｖｒ−Ｖｆを得る比較器を設けて、この差信号ΔＶに応じて高周波スイッチング素子の導通時間率を決定するように構成すればよい。
【００２０】
さらにまた、出力電流と出力電圧とを設定し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッチング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の電圧・電流特性の直流アーク溶接用電源装置を得るようにしてもよい。この場合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とすればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の直流アーク溶接用電源装置とすることができる。
【００２１】
【発明の効果】
本発明は、上記の通り商用交流電源からの入力電流が電圧波形とほぼ同位相でかつ同波形となるので過大な電圧降下を発生させることがなく、商用交流電源回路の過負荷防止用の遮断器を誤動作させたり、波形歪のために同一電源に接続された他の機器を誤動作させることもない。また装置自体の力率も１に近くなるので無効電力の発生がなく高力率の装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態を示す接続図。
【図２】図１の装置の動作を説明するための各部の波形を示す線図。
【図３】別の実施の形態を示す接続図。
【図４】 別の実施の形態を示す接続図。
【図５】別の実施の形態を示す接続図。
【図６】従来の装置の例を示す接続図。
【図７】図６の従来装置の動作を説明するための各部の波形を示す線図。
【符号の説明】
１，３ 商用交流電源
２，２０ 電力加工部
３１〜３３ 電力加工部
４ アーク溶接負荷
４ａ 電極
４ｂ 被溶接物
２１ 出力電流設定部
２２ 比較器
２３ ＰＷＭ制御回路
ＲＥＣ１ 両波整流回路
ＲＥＣ２，ＲＥＣ２１ 整流回路
ＲＥＣ３１〜ＲＥＣ３３ 整流回路
Ｃ１，Ｃ２１ コンデンサ
Ｃ３１〜Ｃ３３ コンデンサ
ＴＲ１〜ＴＲ４ スイッチングトランジスタ
ＴＲ２１ 高周波スイッチング素子
ＴＲ３１〜ＴＲ３３ 高周波スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード
Ｄ３１〜Ｄ３６ ダイオード
Ｔ１，Ｔ２１ 変圧器
Ｔ３１〜Ｔ３３ 変圧器
Ｌ１、Ｌ２１ 直流リアクトル
Ｌ３１〜Ｌ３４ 直流リアクトル
ＣＴ１，ＣＴ２１，ＣＴ３１ 電流検出器
Ｒ２１，Ｒ３１ 抵抗器
ＬＦ２１，ＬＦ３１ 高周波フィルタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用交流を整流してアーク溶接に適した出力電圧・電流の直流を得るようにした直流アーク溶接用電源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６に単相の商用交流電源から電力を得る方式の従来の直流アーク溶接用電源装置の例を示す。同図において、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は電極４ａおよび被溶接物４ｂからなるアーク溶接負荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およびダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、インバータ回路の出力電圧をアーク溶接に適した電圧に変換する変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整流回路ＲＥＣ２、この整流回路ＲＥＣ２と出力端子との間に設けられた直流リアクトルＬ１、出力電流を検出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１とＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にかつ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３からなる。
【０００３】
図６の装置においては、商用交流電源１からの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流となり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換された後に整流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直流となり直流リアクトルＬ１を介してアーク溶接負荷４に供給される。この出力電流は電流検出器ＣＴ１にて検出されて出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３に供給されてこの差信号ΔＩが減少する方向にスイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４の導通時間率が調整されて、出力電流が設定値に保たれるように制御される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方式の従来装置においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を図７の波形図にて説明する。図７（ａ）は図６の装置における商用交流電源１の電圧波形を示し、同図（ｂ）はコンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流波形を示す。図７から容易にわかるように、正弦波の入力電力に対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の端子電圧が入力電圧の両波整流波形よりも低い期間においてのみ流れる。このために、入力電流は入力電圧位相のピーク点附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波形となり、極端な歪波電流となる。このために商用交流電源１に対しては、この期間にのみ大きな負担がかかることになり、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、同図（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ませることになって、商用交流電源側に過大な負担をかけ、電源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一電源に接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚しい場合にはこれらを誤動作させることも発生する。また、入力電圧波形に対して入力電流波形の位相が極端にずれることから、商用周波交流電源に対する力率が極めて低いものとなる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記従来装置の課題を解決するために、商用交流電源を整流して脈動する直流とする整流回路と、前記整流回路の出力側に接続された変圧器の一次巻線と高周波スイッチング素子とからなる直列回路と、前記変圧器の二次巻線に接続された前記高周波スイッチング素子の導通によって前記変圧器の一次巻線が励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとコンデンサとからなる直列回路と、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記高周波スイッチング素子を出力設定値に対応した導通時間率でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力電力を取り出す直流アーク溶接用電源装置、を提案したものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
図１に本発明の実施の形態を接続図にて示す。同図において、１は単相商用交流電源、２０は電力加工部、４はアーク溶接負荷であり、電極４ａおよび被溶接物４ｂからなる。電力加工部２０において、ＲＥＣ２１は両波整流回路、Ｔ２１は変圧器、ＴＲ２１は変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと直列に接続された高周波スイッチング素子であり、スイッチング用トランジスタや類似の素子が利用できる。Ｄ２１は高周波スイッチング素子ＴＲ２１と逆並列に接続された保護用ダイオード、Ｄ２２は変圧器Ｔ２１の二次巻線Ｎｓの出力側に直列に設けられたダイオード、Ｃ２１はダイオードＤ２２と二次巻線Ｎｓとに直列に接続されたコンデンサ、Ｒ２１は抵抗器、Ｌ２１は出力回路に直列に設けられた直流リアクトルであり、直流アーク溶接に適した出力電流変化の時定数を与える。ＣＴ２１は電流検出器、２１は出力電流設定器、２２は出力電流設定器２１の設定値Ｉｒと電流検出器ＣＴ２１の出力Ｉｆとを入力として差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器、２３は比較器２２の出力ΔＩを入力とし、入力信号に対応した導通時間率の高周波パルス信号を高周波スイッチング素子ＴＲ２１に供給して、これをＯＮ−ＯＦＦ制御するＰＷＭ制御回路である。またＬＦ２１は入力側高周波フィルタ、Ｒ２１は抵抗器である。
【０００７】
また、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとは図中に・印で示したように相互の極性が定めてあり、これらに対して、ダイオードＤ２２の極性を図のように定めてある。このダイオードＤ２２の極性は、高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通したときに変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐに図の矢印方向に電流が流れたときに二次巻線Ｎｓに発生する矢印方向の出力電圧を阻止する極性に定める。
【０００８】
図１の装置において、商用交流電源１からの電力は両波整流回路ＲＥＣ２１にて整流されて脈動する直流となり、変圧器Ｔ２１の一次巻線Ｎｐと高周波スイッチング素子ＴＲ２１とからなる直列回路に供給される。高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通すると両波整流回路ＲＥＣ２１の出力の瞬時値に応じた電流が変圧器Ｔ２１の一次巻線を通して流れる。変圧器Ｔ２１はこれによって励磁されて二次巻線Ｎｓに図示の極性の出力電圧を発生するが、この出力電圧に対して、ダイオードＤ２２は逆極性であるので変圧器Ｔ２１の二次巻線には電流は流れられず、このために一次巻線Ｎｐに流れた電流はすべて変圧器Ｔ２１に磁気エネルギーとして蓄えられる。次に高周波スイッチング素子ＴＲ２１を遮断すると、それまで一次巻線に流れていた電流が急減しようとするのを阻止する方向の電圧、即ち図中矢印と逆の方向の電圧が誘起する。この誘起電圧はダイオードＤ２２に対して順方向であり、このためそれまで一次巻線に流れていた電流に代って二次巻線に電流が流れ、ダイオードＤ２２を通してコンデンサＣ２１を充電する。（一部はアーク溶接負荷４および抵抗器Ｒ２１にも流れる。）このとき、二次巻線Ｎｐから流れ出す電力は高周波スイッチング素子ＴＲ２１が導通していた期間に変圧器Ｔ２１に蓄えられた電磁エネルギーであり、二次巻線Ｎｓの出力電圧はこの蓄積されていた電磁エネルギーと一次巻線に接続されているダイオードＤ２１、コンデンサＣ２１、抵抗器Ｒ２１およびアーク溶接負荷４によって定まる電圧となり、例えばコンデンサＣ２１の端子電圧が零に近いときは低く、高いときにはそれ以上の高電圧となる。
【０００９】
変圧器Ｔ２１に蓄えられていた電磁エネルギーの放出が完了した頃に再び高周波スイッチング素子ＴＲ２１を導通させると、変圧器Ｔ２１に対する電磁エネルギーの蓄積が再開され、以後上記の動作をくりかえすことにより、コンデンサＣ２１の充電が進行し、この両端から直流リアクトルＬ２１を介して出力端子（ａ）、（ｂ）を引出してアーク溶接負荷４を接続するとこれに電力が供給されることになる。
【００１０】
ここで出力電流は電流検出器ＣＴ２１で検出されて信号Ｉｆとなり、出力電流設定器２１の出力信号Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路に入力され、ＰＷＭ制御回路２３はこの入力信号に応じた導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦ１周期に対するＯＮ時間の比率）のパルス信号を発生し、高周波スイッチング素子ＴＲ２１をＯＮ−ＯＦＦさせる。このとき、変圧器Ｔ２１は高周波スイッチング素子の導通期間中（ＯＮ時間）に磁気エネルギーを蓄積し、遮断期間中（ＯＦＦ時間）にこの蓄積エネルギーをすべて放出する必要があることから、高周波スイッチング素子ＴＲ２１の導通時間率は５０％以下とするのが安全であり、また変圧器Ｔ２１は電磁エネルギーを蓄積するために鉄心の一部に空隙を設ける必要がある。
【００１１】
図２は図１の装置の動作中の各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電源１の電圧波形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波形、（ｃ）は変圧器Ｔ２１の一次電流波形、（ｄ）は変圧器Ｔ２１の二次巻線Ｎｓの出力電圧波形、（ｅ）はコンデンサＣ２１の端子電圧波形、（ｆ）は商用交流電源１からの入力電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してある。
なお、図１の装置において、変圧器Ｔ２１の一次電流は図２（ｃ）に示すように高周波成分を含み、この電流を供給する両波整流回路ＲＥＣ２１を流れる電流も当然高周波成分を含むので商用交流電源１にこれが影響しないように交流入力側にバイパスコンデンサのような簡単な高周波フィルタＬＦ２１を設ける。
【００１２】
また、アーク溶接負荷４は常時接続されているとは限らないので、充電されたコンデンサＣ２１の電荷をゆるやかに放電して作業終了後は出力端子（ａ）、（ｂ）間に危険な高電圧が現出しないようにこれを放電するための抵抗器Ｒ２１を接続しておくことが望ましい。この抵抗器Ｒ２１の抵抗値としては、コンデンサＣ２１の充電電荷を数秒程度の間に放電する値に選定しておくと、先の溶接終了直後のアーク再起動時はいまだコンデンサＣ２１には相当量の電荷が充電されているのでアークの再起動が容易となるので都合がよい。
【００１３】
また、図１の装置において、変圧器Ｔ２１は高周波スイッチング素子ＴＲ２１の導通期間中のみ励磁され、その後の遮断時間中に鉄心の励磁はリセットされるので高周波スイッチング素子ＴＲ３１のＯＮ−ＯＦＦの繰返し周波数を数１０ＫＨｚに設定することにより、この周波数に応じた電力を変圧する高周波変圧器とすることができるので図６に示した従来のインバータ式の電源と同様に小形のものとなる。
【００１４】
図３に本発明を３相商用交流電源に適用したときの例を示す。図３の装置は図１の装置を３回路並列にしたものに相当し、ＲＥＣ３１ないしＲＥＣ３３は３相商用交流電源３の各相を両波整流して直流を得る両波整流回路、Ｔ３１ないしＴ３３は変圧器、ＴＲ３１ないしＴＲ３３は高周波スイッチング素子、Ｄ３１ないしＤ３３およびＤ３４ないしＤ３６はダイオード、Ｃ３１ないしＣ３３はコンデンサ、Ｌ３２ないしＬ３４は直流リアクトル、Ｒ３１は抵抗器、ＬＦ３１は３相高周波フィルタである。同図のその他の部分は図１の同符号の部分と同機能のものを示す。
【００１５】
同図において、ＰＷＭ制御回路２３は差信号ΔＩに応じた導通時間率のパルスを発生し、このパルスを各高周波スイッチング素子に同時に供給するものでもよいが、このパルスを発生順に順次高周波スイッチング素子ＴＲ３１、ＴＲ３２、ＴＲ３３に分配するものを用いてもよい。
【００１６】
図４は、図３の装置のコンデンサＣ３１ないしＣ３３を１個のコンデンサＣ３１に置きかえたもので、その他は図３の装置と同様である。
【００１７】
図５は、図３の装置のコンデンサＣ３１ないしＣ３３を直列にしたもので比較的高電圧の出力が必要な、例えばプラズマアーク溶接に適用するときにとき都合がよい。
【００１８】
上記各実施例においては、高周波スイッチング素子の制御はくりかえし周波数を一定とした誤差信号に応じて導通時間率を変化させるようにしたパルス幅制御（ＰＷＭ制御）により行う例を示したが、本発明はこれに限らず導通時間を一定としてくりかえし周波数を誤差信号に対応して変化させて導通時間率を調整するパルス周波数制御（ＰＦＭ制御）により行うものでもよい。
【００１９】
また、出力電流を検出してこれを設定値に倣わせる定電流制御にかえて、出力電圧を検出して、これを出力電圧設定値と比較することにより、設定値に倣わせる定電圧制御にも本発明は適用できる。その場合には、上記各実施例において、出力電流設定器２１にかえて出力設定器を、また電流検出器ＣＴ２１またはＣＴ３１にかえて電圧検出器をそれぞれ設け、比較器２２として、出力電圧設定器の設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの差ΔＶ＝Ｖｒ−Ｖｆを得る比較器を設けて、この差信号ΔＶに応じて高周波スイッチング素子の導通時間率を決定するように構成すればよい。
【００２０】
さらにまた、出力電流と出力電圧とを設定し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッチング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の電圧・電流特性の直流アーク溶接用電源装置を得るようにしてもよい。この場合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とすればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の直流アーク溶接用電源装置とすることができる。
【００２１】
【発明の効果】
本発明は、上記の通り商用交流電源からの入力電流が電圧波形とほぼ同位相でかつ同波形となるので過大な電圧降下を発生させることがなく、商用交流電源回路の過負荷防止用の遮断器を誤動作させたり、波形歪のために同一電源に接続された他の機器を誤動作させることもない。また装置自体の力率も１に近くなるので無効電力の発生がなく高力率の装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の実施の形態を示す接続図。
【図２】図１の装置の動作を説明するための各部の波形を示す線図。
【図３】別の実施の形態を示す接続図。
【図４】 別の実施の形態を示す接続図。
【図５】別の実施の形態を示す接続図。
【図６】従来の装置の例を示す接続図。
【図７】図６の従来装置の動作を説明するための各部の波形を示す線図。
【符号の説明】
１，３ 商用交流電源
２，２０ 電力加工部
３１〜３３ 電力加工部
４ アーク溶接負荷
４ａ 電極
４ｂ 被溶接物
２１ 出力電流設定部
２２ 比較器
２３ ＰＷＭ制御回路
ＲＥＣ１ 両波整流回路
ＲＥＣ２，ＲＥＣ２１ 整流回路
ＲＥＣ３１〜ＲＥＣ３３ 整流回路
Ｃ１，Ｃ２１ コンデンサ
Ｃ３１〜Ｃ３３ コンデンサ
ＴＲ１〜ＴＲ４ スイッチングトランジスタ
ＴＲ２１ 高周波スイッチング素子
ＴＲ３１〜ＴＲ３３ 高周波スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
Ｄ２１，Ｄ２２ ダイオード
Ｄ３１〜Ｄ３６ ダイオード
Ｔ１，Ｔ２１ 変圧器
Ｔ３１〜Ｔ３３ 変圧器
Ｌ１、Ｌ２１ 直流リアクトル
Ｌ３１〜Ｌ３４ 直流リアクトル
ＣＴ１，ＣＴ２１，ＣＴ３１ 電流検出器
Ｒ２１，Ｒ３１ 抵抗器
ＬＦ２１，ＬＦ３１ 高周波フィルタ
Claims (3)
- 商用交流電源を整流して脈動する直流とする整流回路と、前記整流回路の出力側に接続された変圧器の一次巻線と高周波スイッチング素子とからなる直列回路と、前記変圧器の二次巻線に接続された前記高周波スイッチング素子の導通によって前記変圧器の一次巻線が励磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオードとコンデンサとからなる直列回路と、前記コンデンサの一方の端子に直列に接続された直流リアクトルと、前記高周波スイッチング素子を出力設定値に対応した導通時間率でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直流リアクトルの他方の端子と前記コンデンサの他方の端子とから出力電力を取り出す直流アーク溶接用電源装置。
- 前記変圧器の鉄心には磁気エネルギー蓄積のための空隙を設けてある請求項１に記載の直流アーク溶接用電源装置。
- 前記コンデンサの端子間または出力端子間には前記コンデンサの蓄積電荷を放電するための抵抗器を並列に接続してある請求項１または２のいずれかに記載の直流アーク溶接用電源装置。
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