JPH1141938A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH1141938A JPH1141938A JP21405297A JP21405297A JPH1141938A JP H1141938 A JPH1141938 A JP H1141938A JP 21405297 A JP21405297 A JP 21405297A JP 21405297 A JP21405297 A JP 21405297A JP H1141938 A JPH1141938 A JP H1141938A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】商用交流電源からの入力電流歪みが少なく、過
大な入力電圧降下の発生、過負荷防止用の遮断器の誤動
作、同一電源の他の機器を誤動作させること等のない高
力率の装置を提供する。 【解決手段】商用交流電源を入力とするブリッジ式両波
整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正・負各ブ
ランチに直列に接続された一次巻線を有する２個の変圧
器と、前記両波整流回路の出力を短絡するスイッチング
素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記ス
イッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を
阻止する極性に定められたダイオードとからなる２組の
直列回路と、前記２組の直列回路と並列に接続されたコ
ンデンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応
して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制
御回路とを備えた直流電源装置。
大な入力電圧降下の発生、過負荷防止用の遮断器の誤動
作、同一電源の他の機器を誤動作させること等のない高
力率の装置を提供する。 【解決手段】商用交流電源を入力とするブリッジ式両波
整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正・負各ブ
ランチに直列に接続された一次巻線を有する２個の変圧
器と、前記両波整流回路の出力を短絡するスイッチング
素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記ス
イッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を
阻止する極性に定められたダイオードとからなる２組の
直列回路と、前記２組の直列回路と並列に接続されたコ
ンデンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応
して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制
御回路とを備えた直流電源装置。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用交流を整流し
て所望の出力電圧・電流の直流を得るようにした直流電
源装置の改良に関するものである。
て所望の出力電圧・電流の直流を得るようにした直流電
源装置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９に単相の商用交流電源から電力を得
る方式の従来の直流電源装置の例を示す。同図におい
て、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は負
荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この
両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ
１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およ
びダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、
インバータ回路の出力電圧を負荷に適した電圧に変換す
る変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整
流回路ＲＥＣ２、この整流回路ＲＥＣ２の出力電流を検
出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電
流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉ
ｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器
２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力
信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバ
ータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１と
ＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３
とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にか
つ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパ
ルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３から
なる。
る方式の従来の直流電源装置の例を示す。同図におい
て、１は単相の商用交流電源、２は電力加工部、４は負
荷である。電力加工部２は両波整流回路ＲＥＣ１、この
両波整流回路ＲＥＣ１の出力を平滑するコンデンサＣ
１、スイッチングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４およ
びダイオードＤ１ないしＤ４からなるインバータ回路、
インバータ回路の出力電圧を負荷に適した電圧に変換す
る変圧器Ｔ１、変圧器Ｔ１の出力電圧を再度整流する整
流回路ＲＥＣ２、この整流回路ＲＥＣ２の出力電流を検
出する電流検出器ＣＴ１、出力電流設定器２１、出力電
流設定器２１の出力Ｉｒと電流検出器ＣＴ１の検出値Ｉ
ｆとを比較し差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆを出力する比較器
２２および比較器２２の出力信号ΔＩを入力として入力
信号に応じた導通時間率のパルス信号を出力してインバ
ータ回路を構成するスイッチングトランジスタＴＲ１と
ＴＲ４およびスイッチングトランジスタＴＲ２とＴＲ３
とをそれぞれ１組として各組のトランジスタを同時にか
つ各組毎に交互にＯＮ−ＯＦＦさせる信号を出力するパ
ルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制御回路という）２３から
なる。
【０００３】図９の装置においては、商用交流電源１か
らの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流と
なり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチング
トランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変
換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換される。変圧
器Ｔ１の出力は整流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直
流となり、負荷４に供給される。この出力電流は電流検
出器ＣＴ１にて検出されて出力電流設定器２１の設定値
Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−
Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３
に供給されてこの差信号ΔＩが減少する方向にスイッチ
ングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４の導通時間率が調
整されて、出力電流が設定値に保たれるように制御され
る。
らの電力は両波整流回路ＲＥＣ１にて整流されて直流と
なり、コンデンサＣ１にて平滑された後にスイッチング
トランジスタＴＲ１ないしＴＲ４にて高周波の交流に変
換されて変圧器Ｔ１にて所望の電圧に変換される。変圧
器Ｔ１の出力は整流回路ＲＥＣ２にて再度整流されて直
流となり、負荷４に供給される。この出力電流は電流検
出器ＣＴ１にて検出されて出力電流設定器２１の設定値
Ｉｒと比較器２２にて比較されて、差信号ΔＩ＝Ｉｒ−
Ｉｆが得られる。この差信号ΔＩはＰＷＭ制御回路２３
に供給されてこの差信号ΔＩが減少する方向にスイッチ
ングトランジスタＴＲ１ないしＴＲ４の導通時間率が調
整されて、出力電流が設定値に保たれるように制御され
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記の方式の従来装置
においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪
むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を
図１０の波形図にて説明する。図１０（ａ）は図９の装
置における商用交流電源１の電圧波形を示し、同図
（ｂ）はコンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流
波形を示す。図１０から容易にわかるように、正弦波の
入力電圧に対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の
端子電圧が入力電圧の両波整流波形よりも低い期間にお
いてのみ流れる。このために、入力電流は入力電圧位相
のピーク点附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波
形となり、極端な歪波電流となる。このために商用交流
電源１に対しては、この期間にのみ大きな負担がかかる
ことになり、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、
同図（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ま
せることになって、商用交流電源側に過大な負担をか
け、電源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一
電源に接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚し
い場合にはこれらを誤動作させることも発生する。ま
た、入力電圧波形に対して、入力電流波形の位相が極端
にずれることから、商用周波交流電源に対する装置の力
率が極めて低いものとなる。
においては、商用交流電源１からの入力電流が大きく歪
むために商用交流電源側に悪影響を及ぼす。その理由を
図１０の波形図にて説明する。図１０（ａ）は図９の装
置における商用交流電源１の電圧波形を示し、同図
（ｂ）はコンデンサＣ１の端子電圧、（ｃ）は入力電流
波形を示す。図１０から容易にわかるように、正弦波の
入力電圧に対して、入力電流は平滑用コンデンサＣ１の
端子電圧が入力電圧の両波整流波形よりも低い期間にお
いてのみ流れる。このために、入力電流は入力電圧位相
のピーク点附近の限られた期間のみ流れるパルス状の波
形となり、極端な歪波電流となる。このために商用交流
電源１に対しては、この期間にのみ大きな負担がかかる
ことになり、電圧降下もこの期間にのみ発生するので、
同図（ａ）に破線にて示すように電圧波形を大きく歪ま
せることになって、商用交流電源側に過大な負担をか
け、電源の過負荷防止用遮断器をトリップさせたり同一
電源に接続されている他の機器に悪影響を及ぼし、甚し
い場合にはこれらを誤動作させることも発生する。ま
た、入力電圧波形に対して、入力電流波形の位相が極端
にずれることから、商用周波交流電源に対する装置の力
率が極めて低いものとなる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記従来装置
の課題を解決するために、単相の商用交流電源を入力と
するブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整
流回路の正・負各ブランチを構成するダイオードにそれ
ぞれ直列に接続された一次巻線を有する２個の変圧器
と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイ
ッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器
が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるとき
の出力を阻止する極性に定められたダイオードとからな
る２組の直列回路と、前記２組の直列回路と並列に接続
されたコンデンサと、前記スイッチング素子を出力設定
値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチン
グ素子制御回路とを備え、前記コンデンサの両端から出
力を取出す直流電源装置を提案したものである。
の課題を解決するために、単相の商用交流電源を入力と
するブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整
流回路の正・負各ブランチを構成するダイオードにそれ
ぞれ直列に接続された一次巻線を有する２個の変圧器
と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイ
ッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器
が前記スイッチング素子の導通によって励磁されるとき
の出力を阻止する極性に定められたダイオードとからな
る２組の直列回路と、前記２組の直列回路と並列に接続
されたコンデンサと、前記スイッチング素子を出力設定
値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチン
グ素子制御回路とを備え、前記コンデンサの両端から出
力を取出す直流電源装置を提案したものである。
【０００６】本発明の第２の発明は、単相の商用交流電
源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオ
ードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する２個
の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡
するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前
記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁さ
れるときの出力を阻止する極性に定められたダイオード
とからなる２組の直列回路と、前記２組の直列回路にそ
れぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコン
デンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応し
て高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御
回路とを備え、前記コンデンサの両端から出力を取出す
直流電源装置を提案したものである。
源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオ
ードにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する２個
の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡
するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前
記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁さ
れるときの出力を阻止する極性に定められたダイオード
とからなる２組の直列回路と、前記２組の直列回路にそ
れぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコン
デンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応し
て高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御
回路とを備え、前記コンデンサの両端から出力を取出す
直流電源装置を提案したものである。
【０００７】また、第３の発明は、単相の商用交流電源
を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ
式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオー
ドにそれぞれ直列に接続された複数の一次巻線を有する
１個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を
短絡するスイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線と
前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁
されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオー
ドとからなる直列回路と、前記直列回路と並列に接続さ
れたコンデンサと、前記スイッチング素子を出力設定値
に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング
素子制御回路とを備え、前記コンデンサの両端から出力
を取出す直流電源装置を提案したものである。
を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッジ
式両波整流回路の正・負各ブランチを構成するダイオー
ドにそれぞれ直列に接続された複数の一次巻線を有する
１個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を
短絡するスイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線と
前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁
されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオー
ドとからなる直列回路と、前記直列回路と並列に接続さ
れたコンデンサと、前記スイッチング素子を出力設定値
に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング
素子制御回路とを備え、前記コンデンサの両端から出力
を取出す直流電源装置を提案したものである。
【０００８】本発明の第４の発明は、３相の商用交流電
源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオー
ドにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する６個の
変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡す
るスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記
変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁され
るときの出力を阻止する極性に定められたダイオードと
からなる６組の直列回路と、前記６組の直列回路と並列
に接続されたコンデンサと、前記スイッチング素子を出
力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイ
ッチング素子制御回路とを備え、前記コンデンサの両端
から出力を取出す直流電源装置を提案したものである。
源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオー
ドにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する６個の
変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡す
るスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記
変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁され
るときの出力を阻止する極性に定められたダイオードと
からなる６組の直列回路と、前記６組の直列回路と並列
に接続されたコンデンサと、前記スイッチング素子を出
力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイ
ッチング素子制御回路とを備え、前記コンデンサの両端
から出力を取出す直流電源装置を提案したものである。
【０００９】本発明の第５の発明は、３相の商用交流電
源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオー
ドにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する６個の
変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡す
るスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記
変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁され
るときの出力を阻止する極性に定められたダイオードと
からなる６組の直列回路と、前記６組の直列回路にそれ
ぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコンデ
ンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して
高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回
路とを備え、前記コンデンサの両端から出力を取出す直
流電源装置を提案したものである。
源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオー
ドにそれぞれ直列に接続された一次巻線を有する６個の
変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡す
るスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記
変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励磁され
るときの出力を阻止する極性に定められたダイオードと
からなる６組の直列回路と、前記６組の直列回路にそれ
ぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接続されたコンデ
ンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して
高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回
路とを備え、前記コンデンサの両端から出力を取出す直
流電源装置を提案したものである。
【００１０】本発明の第６の発明は、３相の商用交流電
源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオー
ドにそれぞれ直列に接続された２個の一次巻線を有する
３個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を
短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線
と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励
磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオ
ードとからなる３組の直列回路と、前記３組の直列回路
と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチング素
子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御す
るスイッチング素子制御回路とを備え、前記コンデンサ
の両端から出力を取出す直流電源装置を提案したもので
ある。
源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の各相のブランチを構成するダイオー
ドにそれぞれ直列に接続された２個の一次巻線を有する
３個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路の出力を
短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の二次巻線
と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通によって励
磁されるときの出力を阻止する極性に定められたダイオ
ードとからなる３組の直列回路と、前記３組の直列回路
と並列に接続されたコンデンサと、前記スイッチング素
子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御す
るスイッチング素子制御回路とを備え、前記コンデンサ
の両端から出力を取出す直流電源装置を提案したもので
ある。
【００１１】さらに、本発明の第７の発明は、３相の商
用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前
記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成する
ダイオードにそれぞれ直列に接続された２個の一次巻線
を有する３個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路
の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の
二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通に
よって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められ
たダイオードとからなる３組の直列回路と、前記３組の
直列回路にそれぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接
続されたコンデンサと、前記スイッチング素子を出力設
定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチ
ング素子制御回路とを備え、前記コンデンサの両端から
出力を取出す直流電源装置を提案したものである。
用交流電源を入力とするブリッジ式両波整流回路と、前
記ブリッジ式両波整流回路の各相のブランチを構成する
ダイオードにそれぞれ直列に接続された２個の一次巻線
を有する３個の変圧器と、前記ブリッジ式両波整流回路
の出力を短絡するスイッチング素子と、前記各変圧器の
二次巻線と前記変圧器が前記スイッチング素子の導通に
よって励磁されるときの出力を阻止する極性に定められ
たダイオードとからなる３組の直列回路と、前記３組の
直列回路にそれぞれ並列に接続されかつ相互に直列に接
続されたコンデンサと、前記スイッチング素子を出力設
定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチ
ング素子制御回路とを備え、前記コンデンサの両端から
出力を取出す直流電源装置を提案したものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１に本発明の実施の形態の例を
接続図にて示す。同図において、１は商用交流電源、１
１は電力加工部、４は負荷である。電力加工部１１は入
力電流を平滑化する高周波フィルタＬＦ１１、ダイオー
ドＤ１０ないしＤ１４およびＤ２１、Ｄ２２、変圧器Ｔ
１１およびＴ１２の各一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐおよ
び二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓ、コンデンサＣ１１、抵
抗器Ｒ１１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２
１、比較器２２およびパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制
御回路という）２３からなる。
接続図にて示す。同図において、１は商用交流電源、１
１は電力加工部、４は負荷である。電力加工部１１は入
力電流を平滑化する高周波フィルタＬＦ１１、ダイオー
ドＤ１０ないしＤ１４およびＤ２１、Ｄ２２、変圧器Ｔ
１１およびＴ１２の各一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐおよ
び二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓ、コンデンサＣ１１、抵
抗器Ｒ１１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２
１、比較器２２およびパルス幅制御回路（以後ＰＷＭ制
御回路という）２３からなる。
【００１３】変圧器Ｔ１１、Ｔ１２の各一次巻線Ｔ１１
ｐ、Ｔ１２ｐは商用交流電源１からの電力を両波整流す
るダイオードＤ１１ないしＤ１４からなるブリッジ回路
の正・負各ブランチに直列に図示のように挿入されてお
り、このブリッジ整流回路の直流出力を短絡するように
スイッチング素子ＴＲ１０が設けられている。変圧器Ｔ
１１、Ｔ１２の各二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓはそれぞ
れダイオードＤ１１、Ｄ１２と直列にされてコンデンサ
Ｃ１１に並列接続されている。この変圧器Ｔ１１、Ｔ１
２の各巻線およびダイオードＤ２１、Ｄ２２の各極性は
図示の・印の通りであり、スイッチング素子ＴＲ１０の
導通時に一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐに流れる電流によ
って二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓに誘起される電圧をそ
れぞれダイオードＤ２１、Ｄ２２が阻止する極性に定め
られている。なおダイオードＤ１０はスイッチング素子
に逆方向の電圧が印加されないようにするための保護用
ダイオードである。
ｐ、Ｔ１２ｐは商用交流電源１からの電力を両波整流す
るダイオードＤ１１ないしＤ１４からなるブリッジ回路
の正・負各ブランチに直列に図示のように挿入されてお
り、このブリッジ整流回路の直流出力を短絡するように
スイッチング素子ＴＲ１０が設けられている。変圧器Ｔ
１１、Ｔ１２の各二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓはそれぞ
れダイオードＤ１１、Ｄ１２と直列にされてコンデンサ
Ｃ１１に並列接続されている。この変圧器Ｔ１１、Ｔ１
２の各巻線およびダイオードＤ２１、Ｄ２２の各極性は
図示の・印の通りであり、スイッチング素子ＴＲ１０の
導通時に一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐに流れる電流によ
って二次巻線Ｔ１１ｓ、Ｔ１２ｓに誘起される電圧をそ
れぞれダイオードＤ２１、Ｄ２２が阻止する極性に定め
られている。なおダイオードＤ１０はスイッチング素子
に逆方向の電圧が印加されないようにするための保護用
ダイオードである。
【００１４】図２は図１の装置の動作を説明するための
各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電
源１の電圧波形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波
形、（ｃ）はスイッチング素子ＴＲ１０を流れる電流波
形、（ｄ）は変圧器Ｔ１１の二次巻線Ｔ１１ｓの誘起電
圧波形、（ｅ）は二次巻線Ｔ１１ｓの電流波形、（ｆ）
は二次巻線Ｔ１２ｓの誘起電圧波形、（ｇ）は二次巻線
Ｔ１２ｓの電流波形、（ｈ）はコンデンサＣ１１の端子
電圧、即ち出力電圧波形、（ｉ）は商用交流電源１から
の流入電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してあ
る。
各部の波形を示す線図であり、同図（ａ）は商用交流電
源１の電圧波形、（ｂ）はＰＷＭ制御回路２３の出力波
形、（ｃ）はスイッチング素子ＴＲ１０を流れる電流波
形、（ｄ）は変圧器Ｔ１１の二次巻線Ｔ１１ｓの誘起電
圧波形、（ｅ）は二次巻線Ｔ１１ｓの電流波形、（ｆ）
は二次巻線Ｔ１２ｓの誘起電圧波形、（ｇ）は二次巻線
Ｔ１２ｓの電流波形、（ｈ）はコンデンサＣ１１の端子
電圧、即ち出力電圧波形、（ｉ）は商用交流電源１から
の流入電流波形をそれぞれ時間の経過とともに示してあ
る。
【００１５】図２の線図を参照して図１の装置の動作を
説明する。いま、ダイオードＤ１１が順方向となる交流
電源１の半波Ｔ1 においてスイッチング素子ＴＲ１０が
導通すると変圧器Ｔ１１の一次巻線Ｔ１１ｐに図２
（ｃ）に示すように交流電源１の瞬時値に比例した電流
が流れ、これによって二次巻線Ｔ１１ｓに図２（ｄ）に
示す極性の電圧が誘起される（Ｔon時）。しかし、この
誘起電圧はダイオードＤ２１に対しては逆極性であるの
で、これに阻止されて二次巻線Ｔ１１ｓには図２（ｅ）
のＴon時のように電流は流れない。このため、一次巻線
Ｔ１１ｐに流れた電流は変圧器Ｔ１１に電磁エネルギー
として蓄えられる。次にＴon期間の終りにスイッチング
素子ＴＲ１０が遮断するとそれまでに蓄えられた電磁エ
ネルギーが二次巻線Ｔ１１ｓを通じて放出され、図中に
示した極性と逆の極性の電圧を誘起し、ダイオードＤ２
１を通してコンデンサＣ１１に図２（ｅ）に示すように
蓄積エネルギーに比例した電流が流れてこれを充電す
る。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小にかか
わらず図２（ｄ）に示すようにコンデンサの端子電圧を
超える値にまで達するので、交流電源電圧の瞬時値にか
かわらずコンデンサの充電がすべての位相において行な
われる。変圧器Ｔ１１に蓄積された電磁エネルギーの放
出が終る頃に再びスイッチング素子ＴＲ１０を導通させ
ると、変圧器Ｔ１１は再び磁気エネルギーの蓄積を開始
する。上記をくりかえして期間Ｔ1 が終了し期間Ｔ2 に
入ると、変圧器Ｔ１１にかわって変圧器Ｔ１２の一次巻
線Ｔ１２ｐにダイオードＤ１３を通して電流が流れて同
様の動作を継続することになる。
説明する。いま、ダイオードＤ１１が順方向となる交流
電源１の半波Ｔ1 においてスイッチング素子ＴＲ１０が
導通すると変圧器Ｔ１１の一次巻線Ｔ１１ｐに図２
（ｃ）に示すように交流電源１の瞬時値に比例した電流
が流れ、これによって二次巻線Ｔ１１ｓに図２（ｄ）に
示す極性の電圧が誘起される（Ｔon時）。しかし、この
誘起電圧はダイオードＤ２１に対しては逆極性であるの
で、これに阻止されて二次巻線Ｔ１１ｓには図２（ｅ）
のＴon時のように電流は流れない。このため、一次巻線
Ｔ１１ｐに流れた電流は変圧器Ｔ１１に電磁エネルギー
として蓄えられる。次にＴon期間の終りにスイッチング
素子ＴＲ１０が遮断するとそれまでに蓄えられた電磁エ
ネルギーが二次巻線Ｔ１１ｓを通じて放出され、図中に
示した極性と逆の極性の電圧を誘起し、ダイオードＤ２
１を通してコンデンサＣ１１に図２（ｅ）に示すように
蓄積エネルギーに比例した電流が流れてこれを充電す
る。このときの誘起電圧は蓄積エネルギーの大小にかか
わらず図２（ｄ）に示すようにコンデンサの端子電圧を
超える値にまで達するので、交流電源電圧の瞬時値にか
かわらずコンデンサの充電がすべての位相において行な
われる。変圧器Ｔ１１に蓄積された電磁エネルギーの放
出が終る頃に再びスイッチング素子ＴＲ１０を導通させ
ると、変圧器Ｔ１１は再び磁気エネルギーの蓄積を開始
する。上記をくりかえして期間Ｔ1 が終了し期間Ｔ2 に
入ると、変圧器Ｔ１１にかわって変圧器Ｔ１２の一次巻
線Ｔ１２ｐにダイオードＤ１３を通して電流が流れて同
様の動作を継続することになる。
【００１６】コンデンサＣ１１の端子電圧は出力端子に
引き出されて負荷４に供給される。負荷４に流れる電流
は電流検出器ＣＴ１１によって検出信号Ｉｆとなり、出
力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較さ
れて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが演算されて、この差信号
ΔＩに応じた導通時間率となるようにＰＷＭ制御回路２
３がパルス幅を決定し、スイッチング素子ＴＲ１０をＯ
Ｎ−ＯＦＦ制御する。したがってＰＷＭ制御回路２３の
出力周波数を商用交流電源よりも十分に高く、例えば１
０ＫＨｚないし数１０ＫＨｚの高周波としておけば、交
流電源１からの入力電圧波形のすべての位相において電
力が供給されることになる。このとき、入力電流はＰＷ
Ｍ制御回路の動作周波数の高周波成分を含むことになる
が、入力側に小容量のコンデンサからなる高周波フィル
タＬＦ１１を設けることにより入力電流を平坦化するこ
とができ、図２（ｉ）に示すようにほぼ正弦波状で電圧
位相に一致した電流波形とすることができる。
引き出されて負荷４に供給される。負荷４に流れる電流
は電流検出器ＣＴ１１によって検出信号Ｉｆとなり、出
力電流設定器２１の設定値Ｉｒと比較器２２にて比較さ
れて差信号ΔＩ＝Ｉｒ−Ｉｆが演算されて、この差信号
ΔＩに応じた導通時間率となるようにＰＷＭ制御回路２
３がパルス幅を決定し、スイッチング素子ＴＲ１０をＯ
Ｎ−ＯＦＦ制御する。したがってＰＷＭ制御回路２３の
出力周波数を商用交流電源よりも十分に高く、例えば１
０ＫＨｚないし数１０ＫＨｚの高周波としておけば、交
流電源１からの入力電圧波形のすべての位相において電
力が供給されることになる。このとき、入力電流はＰＷ
Ｍ制御回路の動作周波数の高周波成分を含むことになる
が、入力側に小容量のコンデンサからなる高周波フィル
タＬＦ１１を設けることにより入力電流を平坦化するこ
とができ、図２（ｉ）に示すようにほぼ正弦波状で電圧
位相に一致した電流波形とすることができる。
【００１７】図１の装置において、変圧器Ｔ１１、Ｔ１
２としてはスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ周
波数に応じた高周波変圧器を用意すればよいのでその鉄
心断面積は小さなものでよく、また、スイッチング素子
ＴＲ１０が導通している期間中に流れる電流によって電
磁エネルギーを蓄えるためにその磁路の途中に適宜空隙
を設けると都合がよい。
２としてはスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦ周
波数に応じた高周波変圧器を用意すればよいのでその鉄
心断面積は小さなものでよく、また、スイッチング素子
ＴＲ１０が導通している期間中に流れる電流によって電
磁エネルギーを蓄えるためにその磁路の途中に適宜空隙
を設けると都合がよい。
【００１８】さらに、本発明の装置においては、スイッ
チング素子ＴＲ１０の導通期間中に変圧器Ｔ１１、Ｔ１
２に電磁エネルギーを蓄え、スイッチング素子ＴＲ１０
の遮断期間中にこれを負荷に放出するものであるので、
鉄心がスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦの１周
期で完全にリセットされるように、スイッチング素子の
導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦの１周期における導通時間の
割合）が５０％以下になるようにＰＷＭ制御回路を設計
しておくことが望ましい。
チング素子ＴＲ１０の導通期間中に変圧器Ｔ１１、Ｔ１
２に電磁エネルギーを蓄え、スイッチング素子ＴＲ１０
の遮断期間中にこれを負荷に放出するものであるので、
鉄心がスイッチング素子ＴＲ１０のＯＮ−ＯＦＦの１周
期で完全にリセットされるように、スイッチング素子の
導通時間率（ＯＮ−ＯＦＦの１周期における導通時間の
割合）が５０％以下になるようにＰＷＭ制御回路を設計
しておくことが望ましい。
【００１９】なお、図１の装置において、抵抗器Ｒ１１
は動作停止時にコンデンサＣ１１に充電されている電荷
を放電するためのものであり、動作停止と同時に負荷４
が開放となるようなときにも残留電荷を安全に放電し
て、感電の危険性を防止する。この抵抗器Ｒ１１の抵抗
値としては、動作停止直後の再起動における出力の立上
がりを良好にするためには、あまり小さな値にすること
は好ましくなく、コンデンサＣ１１の充電電荷を数秒程
度の間に放電する値に選定すればよい。
は動作停止時にコンデンサＣ１１に充電されている電荷
を放電するためのものであり、動作停止と同時に負荷４
が開放となるようなときにも残留電荷を安全に放電し
て、感電の危険性を防止する。この抵抗器Ｒ１１の抵抗
値としては、動作停止直後の再起動における出力の立上
がりを良好にするためには、あまり小さな値にすること
は好ましくなく、コンデンサＣ１１の充電電荷を数秒程
度の間に放電する値に選定すればよい。
【００２０】また、図１において、変圧器Ｔ１１、Ｔ１
２の各一次巻線は、ダイオードＤ１１ないしＤ１４によ
って構成されるブリッジ形整流回路の各半波を負担する
ブランチの途中であればどこでもよく、ダイオードＤ１
２、Ｄ１４に直列にしても、また一次巻線Ｔ１１ｐをダ
イオードＤ１１に一次巻線Ｔ１２ｐをダイオードＤ１２
にそれぞれ直列に接続してもよい。さらにまた、一次巻
線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐをそれぞれ２個に分けてこれらを
ダイオードＤ１１、Ｄ１２またはＤ１３、Ｄ１４に分け
て直列に接続してもよい。
２の各一次巻線は、ダイオードＤ１１ないしＤ１４によ
って構成されるブリッジ形整流回路の各半波を負担する
ブランチの途中であればどこでもよく、ダイオードＤ１
２、Ｄ１４に直列にしても、また一次巻線Ｔ１１ｐをダ
イオードＤ１１に一次巻線Ｔ１２ｐをダイオードＤ１２
にそれぞれ直列に接続してもよい。さらにまた、一次巻
線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２ｐをそれぞれ２個に分けてこれらを
ダイオードＤ１１、Ｄ１２またはＤ１３、Ｄ１４に分け
て直列に接続してもよい。
【００２１】図３は本発明の別の実施の形態を示す接続
図であり、図１の装置の二次巻線Ｔ１１ｓとＴ１２ｓと
をそれぞれ直列ダイオードとともに直列に接続したもの
に相当し、これに従ってコンデンサもＣ２１とＣ２２の
２個を設けてある。また、出力制御は、電流検出器にか
えて電圧検出器ＶＴ１１を、また出力電流設定器にかえ
て出力電圧設定器２４を設けてある。これらによって出
力電圧Ｖｆを検出し、出力電圧設定器２４の設定値Ｖｒ
と比較器２５にて比較し、差信号ΔＶ＝Ｖｒ−Ｖｆを得
てこの差信号が減少する方向にＰＷＭ制御回路２３から
の出力パルス幅を変化させるようにして、出力電圧を設
定値に保つようにしている。同図のその他の動作は図１
に示した装置と同様であるので動作の詳細な説明は省略
する。なお、図３の装置においても変圧器Ｔ１１、Ｔ１
２の各一次巻線をそれぞれ２個に分割して、ダイオード
Ｄ１１とＤ１２、ダイオードＤ１３とＤ１４とに分けて
直列に接続してもよい。
図であり、図１の装置の二次巻線Ｔ１１ｓとＴ１２ｓと
をそれぞれ直列ダイオードとともに直列に接続したもの
に相当し、これに従ってコンデンサもＣ２１とＣ２２の
２個を設けてある。また、出力制御は、電流検出器にか
えて電圧検出器ＶＴ１１を、また出力電流設定器にかえ
て出力電圧設定器２４を設けてある。これらによって出
力電圧Ｖｆを検出し、出力電圧設定器２４の設定値Ｖｒ
と比較器２５にて比較し、差信号ΔＶ＝Ｖｒ−Ｖｆを得
てこの差信号が減少する方向にＰＷＭ制御回路２３から
の出力パルス幅を変化させるようにして、出力電圧を設
定値に保つようにしている。同図のその他の動作は図１
に示した装置と同様であるので動作の詳細な説明は省略
する。なお、図３の装置においても変圧器Ｔ１１、Ｔ１
２の各一次巻線をそれぞれ２個に分割して、ダイオード
Ｄ１１とＤ１２、ダイオードＤ１３とＤ１４とに分けて
直列に接続してもよい。
【００２２】図３の装置においては図１の装置の２倍の
電圧が得られるので比較的高い電圧を要求される用途に
適する。
電圧が得られるので比較的高い電圧を要求される用途に
適する。
【００２３】図４は、２個の変圧器を用いるかわりに２
個の一次巻線を有する変圧器Ｔ１３を用いて本発明を実
施するときの例を示した接続図であり、図１に示した変
圧器Ｔ１１およびＴ１２の各一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２
ｐにかえて１個の変圧器の一次巻線Ｔ１３ｐ１とＴ１３
ｐ２とを両波整流回路の正・負各ブランチに挿入してあ
る。また、これに伴って二次巻線は１個としダイオード
Ｄ２３と直列にしてコンデンサＣ１１と並列に接続して
ある。同図の装置において、その他は図１と同機能のも
のに同符号を付してある。
個の一次巻線を有する変圧器Ｔ１３を用いて本発明を実
施するときの例を示した接続図であり、図１に示した変
圧器Ｔ１１およびＴ１２の各一次巻線Ｔ１１ｐ、Ｔ１２
ｐにかえて１個の変圧器の一次巻線Ｔ１３ｐ１とＴ１３
ｐ２とを両波整流回路の正・負各ブランチに挿入してあ
る。また、これに伴って二次巻線は１個としダイオード
Ｄ２３と直列にしてコンデンサＣ１１と並列に接続して
ある。同図の装置において、その他は図１と同機能のも
のに同符号を付してある。
【００２４】図４の装置においても、図１の装置と同様
にダイオードＤ１１が順方向となる半波の期間にスイッ
チング素子ＴＲ１０が導通することにより変圧器Ｔ１３
ｐ１を流れる電流によって電磁エネルギーが蓄積され、
その後にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断されるとこの
電磁エネルギーが二次巻線Ｔ１３ｓを通して放出されて
コンデンサＣ１１を充電し、またダイオードＤ１３が順
方向となる半波においては一次巻線Ｔ１３ｐ２に電磁エ
ネルギーが蓄積されて、これが二次巻線Ｔ１３ｓを通し
て放出されてコンデンサＣ１１を充電するように動作す
る。
にダイオードＤ１１が順方向となる半波の期間にスイッ
チング素子ＴＲ１０が導通することにより変圧器Ｔ１３
ｐ１を流れる電流によって電磁エネルギーが蓄積され、
その後にスイッチング素子ＴＲ１０が遮断されるとこの
電磁エネルギーが二次巻線Ｔ１３ｓを通して放出されて
コンデンサＣ１１を充電し、またダイオードＤ１３が順
方向となる半波においては一次巻線Ｔ１３ｐ２に電磁エ
ネルギーが蓄積されて、これが二次巻線Ｔ１３ｓを通し
て放出されてコンデンサＣ１１を充電するように動作す
る。
【００２５】図５は、図４の装置を一部変形したもので
あり、変圧器Ｔ１３の第２の一次巻線Ｔ１３ｐ２をダイ
オードＤ１２と直列にしたものであり、その動作は図４
の装置と全く同じである。なお、図４および図５におい
て、一次巻線Ｔ１３ｐを４個に分割して一次巻線Ｔ１３
ｐ１ないしＴ１３ｐ４とし、各一次巻線をそれぞれダイ
オードＤ１１ないしＤ１４と直列に接続してもよいのは
もちろんである。
あり、変圧器Ｔ１３の第２の一次巻線Ｔ１３ｐ２をダイ
オードＤ１２と直列にしたものであり、その動作は図４
の装置と全く同じである。なお、図４および図５におい
て、一次巻線Ｔ１３ｐを４個に分割して一次巻線Ｔ１３
ｐ１ないしＴ１３ｐ４とし、各一次巻線をそれぞれダイ
オードＤ１１ないしＤ１４と直列に接続してもよいのは
もちろんである。
【００２６】図６は、図１の装置と図５の装置とを合体
させた例を示す接続図であり、変圧器はＴ１４とＴ１５
の２個を使用し、かつ各変圧器にはそれぞれ２個の一次
巻線Ｔ１４ｐ１、Ｔ１４ｐ２およびＴ１５ｐ１、Ｔ１５
ｐ２を設けてある。また各一次巻線は交流電源１の各半
波においてスイッチング素子ＴＲ１０が導通したときに
それぞれ一方の一次巻線Ｔ１４ｐ１とＴ１５ｐ２または
Ｔ１４ｐ２とＴ１５ｐ１に電流が流れて各変圧器に電磁
エネルギーを蓄え、これをスイッチング素子ＴＲ１０の
遮断時にそれぞれの二次巻線Ｔ１４ｓまたはＴ１５ｓを
通して放出してコンデンサＣ１１を充電するようになっ
ている。これらの動作は図１、図３、図４の各装置と同
様であるので詳細な説明は省略する。なお、同図におい
て変圧器の一次巻線Ｔ１４ｐ１とＴ１５ｐ１、Ｔ１４ｐ
２とＴ１５ｐ２、Ｔ１４ｐ２とＴ１５ｐ１または一次巻
線Ｔ１４ｐ１とＴ１５ｐ２とをそれぞれ入れかえても同
様の機能を発揮する。
させた例を示す接続図であり、変圧器はＴ１４とＴ１５
の２個を使用し、かつ各変圧器にはそれぞれ２個の一次
巻線Ｔ１４ｐ１、Ｔ１４ｐ２およびＴ１５ｐ１、Ｔ１５
ｐ２を設けてある。また各一次巻線は交流電源１の各半
波においてスイッチング素子ＴＲ１０が導通したときに
それぞれ一方の一次巻線Ｔ１４ｐ１とＴ１５ｐ２または
Ｔ１４ｐ２とＴ１５ｐ１に電流が流れて各変圧器に電磁
エネルギーを蓄え、これをスイッチング素子ＴＲ１０の
遮断時にそれぞれの二次巻線Ｔ１４ｓまたはＴ１５ｓを
通して放出してコンデンサＣ１１を充電するようになっ
ている。これらの動作は図１、図３、図４の各装置と同
様であるので詳細な説明は省略する。なお、同図におい
て変圧器の一次巻線Ｔ１４ｐ１とＴ１５ｐ１、Ｔ１４ｐ
２とＴ１５ｐ２、Ｔ１４ｐ２とＴ１５ｐ１または一次巻
線Ｔ１４ｐ１とＴ１５ｐ２とをそれぞれ入れかえても同
様の機能を発揮する。
【００２７】図７は、本発明を３相交流電源に対して実
施したときの形態の例を示す接続図である。同図におい
て、３は３相商用交流電源、３１は電力加工部であり、
高周波フィルタＬＦ３１、一次巻線Ｔ３１ｐと二次巻線
Ｔ３１ｓとを有する変圧器Ｔ３１、同様に一次巻線Ｔ３
２ｐないしＴ３６ｐと二次巻線Ｔ３２ｓないしＴ３６ｓ
をそれぞれ有する変圧器Ｔ３２ないしＴ３６、ダイオー
ドＤ１０、Ｄ３１ないしＤ３６、Ｄ４１ないしＤ４６、
スイッチング素子ＴＲ１０、コンデンサＣ１１、抵抗器
Ｒ１１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２１、比
較器２２およびＰＷＭ制御回路２３からなる。
施したときの形態の例を示す接続図である。同図におい
て、３は３相商用交流電源、３１は電力加工部であり、
高周波フィルタＬＦ３１、一次巻線Ｔ３１ｐと二次巻線
Ｔ３１ｓとを有する変圧器Ｔ３１、同様に一次巻線Ｔ３
２ｐないしＴ３６ｐと二次巻線Ｔ３２ｓないしＴ３６ｓ
をそれぞれ有する変圧器Ｔ３２ないしＴ３６、ダイオー
ドＤ１０、Ｄ３１ないしＤ３６、Ｄ４１ないしＤ４６、
スイッチング素子ＴＲ１０、コンデンサＣ１１、抵抗器
Ｒ１１、電流検出器ＣＴ１１、出力電流設定器２１、比
較器２２およびＰＷＭ制御回路２３からなる。
【００２８】図７の装置においてダイオードＤ３１ない
しＤ３６は３相両波整流回路を構成している。図中イ、
ロ、ハのうちイ点が最高電位にある期間は１周期２πの
間にπ／３あり、この期間にスイッチング素子ＴＲ１０
が導通すると変圧器Ｔ３１ｐ、ダイオードＤ３１、スイ
ッチング素子ＴＲ１０、ダイオードＤ３４と変圧器Ｔ３
４ｐの直列回路およびダイオードＤ３６と変圧器Ｔ３６
ｐの直列回路の経路を電流が流れて各変圧器の二次巻線
Ｔ３１ｓ、Ｔ３４ｓ、Ｔ３６ｓにそれぞれ図示の極性の
電圧が誘起される。しかるにこれらの電圧はそれぞれ直
列に接続されたダイオードＤ４１、Ｄ４４、Ｄ４６に対
して逆極性であるので各二次巻線には電流は流れず、こ
のために各一次巻線に流れた電流はそれぞれの変圧器に
電磁エネルギーとして蓄えられる。次にスイッチング素
子ＴＲ１０が遮断すると、この蓄積された電磁エネルギ
ーによって各二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３４ｓ、Ｔ３６ｓに
図示と逆の極性の電圧が発生し、それぞれ順方向となる
直列ダイオードＤ４１、Ｄ４４、Ｄ４６を通してコンデ
ンサＣ１１を充電する。このときに各二次巻線に発生す
る電圧は蓄積された電磁エネルギーの大きさにはほとん
ど関係なく、この電磁エネルギーをコンデンサＣ１１に
対して放出するのに十分な電圧まで上昇することは図１
の装置にて説明したのと同様である。
しＤ３６は３相両波整流回路を構成している。図中イ、
ロ、ハのうちイ点が最高電位にある期間は１周期２πの
間にπ／３あり、この期間にスイッチング素子ＴＲ１０
が導通すると変圧器Ｔ３１ｐ、ダイオードＤ３１、スイ
ッチング素子ＴＲ１０、ダイオードＤ３４と変圧器Ｔ３
４ｐの直列回路およびダイオードＤ３６と変圧器Ｔ３６
ｐの直列回路の経路を電流が流れて各変圧器の二次巻線
Ｔ３１ｓ、Ｔ３４ｓ、Ｔ３６ｓにそれぞれ図示の極性の
電圧が誘起される。しかるにこれらの電圧はそれぞれ直
列に接続されたダイオードＤ４１、Ｄ４４、Ｄ４６に対
して逆極性であるので各二次巻線には電流は流れず、こ
のために各一次巻線に流れた電流はそれぞれの変圧器に
電磁エネルギーとして蓄えられる。次にスイッチング素
子ＴＲ１０が遮断すると、この蓄積された電磁エネルギ
ーによって各二次巻線Ｔ３１ｓ、Ｔ３４ｓ、Ｔ３６ｓに
図示と逆の極性の電圧が発生し、それぞれ順方向となる
直列ダイオードＤ４１、Ｄ４４、Ｄ４６を通してコンデ
ンサＣ１１を充電する。このときに各二次巻線に発生す
る電圧は蓄積された電磁エネルギーの大きさにはほとん
ど関係なく、この電磁エネルギーをコンデンサＣ１１に
対して放出するのに十分な電圧まで上昇することは図１
の装置にて説明したのと同様である。
【００２９】つぎにスイッチング素子ＴＲ１０が導通す
ると変圧器Ｔ３１、Ｔ３４、Ｔ３６が再び電磁エネルギ
ーの蓄積を開始し、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断に
よって再びこれを放出してコンデンサＣ１１を充電す
る。この動作を図のイ点の電位がロおよびハの各点の電
位よりも高い期間、商用交流電源３の電圧の位相角でπ
／３の期間、くりかえされる。
ると変圧器Ｔ３１、Ｔ３４、Ｔ３６が再び電磁エネルギ
ーの蓄積を開始し、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断に
よって再びこれを放出してコンデンサＣ１１を充電す
る。この動作を図のイ点の電位がロおよびハの各点の電
位よりも高い期間、商用交流電源３の電圧の位相角でπ
／３の期間、くりかえされる。
【００３０】つぎに図のハ点が最低電位となるので変圧
器Ｔ３６と変圧器Ｔ３１、Ｔ３３が同様に動作し、つぎ
に図のロ点の電位が他の点よりも高くなって変圧器Ｔ３
３と変圧器Ｔ３２、Ｔ３６が同様の動作をする。さらに
図のイ点が最も低い電圧になると変圧器Ｔ３２と変圧器
Ｔ３３、Ｔ３５が、ハ点が最高電位になる期間では、変
圧器Ｔ３５と変圧器Ｔ３３、Ｔ３４が、ロ点が最低電位
となる期間では変圧器Ｔ３４と変圧器Ｔ３１、Ｔ３５が
それぞれ上記と同様の動作をそれぞれ商用交流の電圧位
相のπ／３の期間ずつくりかえして商用交流電源の１周
期（２π）を終了する。
器Ｔ３６と変圧器Ｔ３１、Ｔ３３が同様に動作し、つぎ
に図のロ点の電位が他の点よりも高くなって変圧器Ｔ３
３と変圧器Ｔ３２、Ｔ３６が同様の動作をする。さらに
図のイ点が最も低い電圧になると変圧器Ｔ３２と変圧器
Ｔ３３、Ｔ３５が、ハ点が最高電位になる期間では、変
圧器Ｔ３５と変圧器Ｔ３３、Ｔ３４が、ロ点が最低電位
となる期間では変圧器Ｔ３４と変圧器Ｔ３１、Ｔ３５が
それぞれ上記と同様の動作をそれぞれ商用交流の電圧位
相のπ／３の期間ずつくりかえして商用交流電源の１周
期（２π）を終了する。
【００３１】図７の装置においても図３に示した例と同
様に各変圧器の二次巻線Ｔ３１ｓないしＴ３６ｓを直列
ダイオードＤ４１ないしＤ４６の各組毎に並列にコンデ
ンサを接続したものを６組つくり、これらをすべて直列
にして総合出力を負荷４に供給するようにしてもよく、
またこれらの中間的な装置として二次巻線とダイオード
との直列回路の組を適宜直列または並列にして所望の出
力電圧を得るようにしてもよい。
様に各変圧器の二次巻線Ｔ３１ｓないしＴ３６ｓを直列
ダイオードＤ４１ないしＤ４６の各組毎に並列にコンデ
ンサを接続したものを６組つくり、これらをすべて直列
にして総合出力を負荷４に供給するようにしてもよく、
またこれらの中間的な装置として二次巻線とダイオード
との直列回路の組を適宜直列または並列にして所望の出
力電圧を得るようにしてもよい。
【００３２】図８は３相の商用交流電源に本発明を適用
した別の実施の形態の例を示す接続図であり、ダイオー
ドＤ５１ないしＤ５６によって構成されるブリッジ式３
相両波整流回路の正・負各ブランチに変圧器Ｔ３７ない
しＴ３９の各２個の一次巻線Ｔ３７ｐ１、Ｔ３７ｐ２、
Ｔ３８ｐ１、Ｔ３８ｐ２、Ｔ３９ｐ１、Ｔ３９ｐ２が直
列に接続されており、この両波整流回路の出力を短絡す
る位置にスイッチング素子ＴＲ１０が接続されている。
また各変圧器の二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８ｓ、Ｔ３９ｓ
はそれぞれダイオードＤ６１ないしＤ６３と直列に接続
され、各変圧器の二次巻線とダイオードとの直列回路は
並列に接続されてこれにコンデンサＣ１１が並列接続さ
れている。また、変圧器Ｔ３７ないしＴ３９の各一次巻
線Ｔ３７ｐ１、Ｔ３７ｐ２、Ｔ３８ｐ１、Ｔ３８ｐ２、
Ｔ３９ｐ１、Ｔ３９ｐ２と二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８
ｓ、Ｔ３９ｓはをれぞれ図中に・印で示すように極性が
定められており、これに対して、ダイオードＤ６１ない
しＤ６３の極性も図示の通りに定められている。
した別の実施の形態の例を示す接続図であり、ダイオー
ドＤ５１ないしＤ５６によって構成されるブリッジ式３
相両波整流回路の正・負各ブランチに変圧器Ｔ３７ない
しＴ３９の各２個の一次巻線Ｔ３７ｐ１、Ｔ３７ｐ２、
Ｔ３８ｐ１、Ｔ３８ｐ２、Ｔ３９ｐ１、Ｔ３９ｐ２が直
列に接続されており、この両波整流回路の出力を短絡す
る位置にスイッチング素子ＴＲ１０が接続されている。
また各変圧器の二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８ｓ、Ｔ３９ｓ
はそれぞれダイオードＤ６１ないしＤ６３と直列に接続
され、各変圧器の二次巻線とダイオードとの直列回路は
並列に接続されてこれにコンデンサＣ１１が並列接続さ
れている。また、変圧器Ｔ３７ないしＴ３９の各一次巻
線Ｔ３７ｐ１、Ｔ３７ｐ２、Ｔ３８ｐ１、Ｔ３８ｐ２、
Ｔ３９ｐ１、Ｔ３９ｐ２と二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８
ｓ、Ｔ３９ｓはをれぞれ図中に・印で示すように極性が
定められており、これに対して、ダイオードＤ６１ない
しＤ６３の極性も図示の通りに定められている。
【００３３】変圧器およびダイオードの各極性を図示の
ように定めると、スイッチング素子ＴＲ１０の導通時に
は変圧器Ｔ３７ないしＴ３９の各二次巻線Ｔ３７ｓない
しＴ３９ｓに誘起される電圧はそれぞれ直列ダイオード
Ｄ６１ないしＤ６３によって阻止される極性となる。同
図のその他の部分は図７の装置と同機能のものに同符号
を付してある。
ように定めると、スイッチング素子ＴＲ１０の導通時に
は変圧器Ｔ３７ないしＴ３９の各二次巻線Ｔ３７ｓない
しＴ３９ｓに誘起される電圧はそれぞれ直列ダイオード
Ｄ６１ないしＤ６３によって阻止される極性となる。同
図のその他の部分は図７の装置と同機能のものに同符号
を付してある。
【００３４】図８の装置においては、スイッチング素子
ＴＲ１０の導通によって変圧器の一次巻線Ｔ３７ｐ１と
Ｔ３８ｐ２、Ｔ３９ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ３９ｐ２
とＴ３７ｐ１、Ｔ３８ｐ１の組合せ、一次巻線Ｔ３８ｐ
１とＴ３７ｐ２、Ｔ３９ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ３７
ｐ２とＴ３８ｐ１、Ｔ３９ｐ１の組合せ、一次巻線Ｔ３
９ｐ１とＴ３７ｐ２、Ｔ３８ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ
３８ｐ２とＴ３７ｐ１、Ｔ３９ｐ１の組合せ、に順次電
流が流れてそれぞれの変圧器に電磁エネルギーが蓄積さ
れ、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断によってこれらの
蓄積エネルギーが各変圧器の二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８
ｓ、Ｔ３９ｓからそれぞれ直列ダイオードＤ６１、Ｄ６
２、Ｄ６３を通して放出されてコンデンサＣ１１を充電
する。このときの動作は図７の装置と本質的に異なると
ころはない。
ＴＲ１０の導通によって変圧器の一次巻線Ｔ３７ｐ１と
Ｔ３８ｐ２、Ｔ３９ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ３９ｐ２
とＴ３７ｐ１、Ｔ３８ｐ１の組合せ、一次巻線Ｔ３８ｐ
１とＴ３７ｐ２、Ｔ３９ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ３７
ｐ２とＴ３８ｐ１、Ｔ３９ｐ１の組合せ、一次巻線Ｔ３
９ｐ１とＴ３７ｐ２、Ｔ３８ｐ２の組合せ、一次巻線Ｔ
３８ｐ２とＴ３７ｐ１、Ｔ３９ｐ１の組合せ、に順次電
流が流れてそれぞれの変圧器に電磁エネルギーが蓄積さ
れ、スイッチング素子ＴＲ１０の遮断によってこれらの
蓄積エネルギーが各変圧器の二次巻線Ｔ３７ｓ、Ｔ３８
ｓ、Ｔ３９ｓからそれぞれ直列ダイオードＤ６１、Ｄ６
２、Ｄ６３を通して放出されてコンデンサＣ１１を充電
する。このときの動作は図７の装置と本質的に異なると
ころはない。
【００３５】図７および図８の装置においても商用交流
電源３からの入力電流は高周波フィルタＬＦ３１にて平
坦化されて電源電圧位相と同相の略正弦波電流となる。
電源３からの入力電流は高周波フィルタＬＦ３１にて平
坦化されて電源電圧位相と同相の略正弦波電流となる。
【００３６】図１および図４ないし図８の各実施例にお
いては、出力電流を電流検出器によって検出してこれを
出力電流設定器の設定値と比較して、差信号が減少する
方向にスイッチング素子ＴＲ１０の導通時間率を変化さ
せる方式のものを示したが、本発明はこれに限らず図３
の装置のように出力電圧を検出してこれを設定値と比較
して、差が減少するようにスイッチング素子の導通時間
率を制御するものでも本発明は適用できる。
いては、出力電流を電流検出器によって検出してこれを
出力電流設定器の設定値と比較して、差信号が減少する
方向にスイッチング素子ＴＲ１０の導通時間率を変化さ
せる方式のものを示したが、本発明はこれに限らず図３
の装置のように出力電圧を検出してこれを設定値と比較
して、差が減少するようにスイッチング素子の導通時間
率を制御するものでも本発明は適用できる。
【００３７】さらにまた、出力電流と出力電圧とを設定
し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号
に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッ
チング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の
電圧・電流特性の装置を得るようにしてもよい。この場
合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの
差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差
ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝
ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１
で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とす
ればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて
定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが
比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１
との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が
傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の電源装置とすることが
できる。
し、これらの設定値と検出値とを比較し、両方の差信号
に夫々係数を乗じて加算し、この加算値に応じてスイッ
チング素子の導通時間率を制御するようにして、所望の
電圧・電流特性の装置を得るようにしてもよい。この場
合、出力電圧設定値Ｖｒと電圧検出器の検出値Ｖｆとの
差ΔＶと、出力電流設定値Ｉｒと電流検出値Ｉｆとの差
ΔＩと、これらに係数ａ及びｂを乗じて合成信号Δｓ＝
ａ・ΔＶ＋ｂ・ΔＩ（ただし、０≦ａ≦１、０≦ｂ≦１
で、かつａ＋ｂ＝１）をＰＷＭ制御回路の入力信号とす
ればよい。ここでａ＝０なら出力電流だけが比較されて
定電流特性となり、逆にｂ＝０とすれば出力電圧だけが
比較されて定電圧特性となる。係数ａおよびｂが０と１
との間にあるときは出力電流の変化に対して出力電圧が
傾きＶ／Ｉ＝ｂ／ａの傾斜特性の電源装置とすることが
できる。
【００３８】また、上記各実施例においては、スイッチ
ング素子の制御方法としてはその動作周波数を一定にし
てその１周期内における導通時間の割合を変化させるＰ
ＷＭ制御方式のものについて説明したが、本発明はこれ
に限らず、スイッチング素子の１回の導通時間の長さは
一定とし、くりかえし周波数を誤差信号に応じて変化さ
せるＰＦＭ制御（パルス周波数制御）方式のものにも本
発明は適用できる。
ング素子の制御方法としてはその動作周波数を一定にし
てその１周期内における導通時間の割合を変化させるＰ
ＷＭ制御方式のものについて説明したが、本発明はこれ
に限らず、スイッチング素子の１回の導通時間の長さは
一定とし、くりかえし周波数を誤差信号に応じて変化さ
せるＰＦＭ制御（パルス周波数制御）方式のものにも本
発明は適用できる。
【００３９】
【発明の効果】本発明は、上記の通り商用交流電源から
の入力電流が入力電圧波形と同相でかつ略同波形となる
ので、過大な入力電圧降下を発生させることがなく、商
用交流電源回路の過負荷防止用の遮断器を誤動作させた
り、波形歪のために同一電源に接続されている他の機器
を誤動作させることもない。また装置自体の力率も１に
近くなるので無効電力の発生がなく、高力率の装置が得
られる。
の入力電流が入力電圧波形と同相でかつ略同波形となる
ので、過大な入力電圧降下を発生させることがなく、商
用交流電源回路の過負荷防止用の遮断器を誤動作させた
り、波形歪のために同一電源に接続されている他の機器
を誤動作させることもない。また装置自体の力率も１に
近くなるので無効電力の発生がなく、高力率の装置が得
られる。
【図１】本発明の実施の形態を示す接続図。
【図２】図１の装置の動作を説明するための線図。
【図３】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図４】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図５】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図６】本発明の別の実施の形態を示す接続図。
【図７】本発明を３相交流電源に適用したときの実施の
形態を示す接続図。
形態を示す接続図。
【図８】本発明を３相交流電源に適用したときの別の実
施の形態を示す接続図。
施の形態を示す接続図。
【図９】従来の装置の例を示す接続図。
【図１０】図９の従来装置の動作を説明するための各部
の波形を示す線図。
の波形を示す線図。
１、３ 商用交流電源 ４ 負荷 １１〜１５、３１、３２ 電力加工部 ２１ 出力電流設定器 ２２、２５ 比較器 ２３ ＰＷＭ制御回路 ２４ 出力電圧設定器 Ｄ１０〜Ｄ１４ ダイオード Ｄ２１、Ｄ２２ ダイオード Ｄ３１〜Ｄ３６ ダイオード Ｄ４１〜Ｄ４６ ダイオード Ｄ５１〜Ｄ５６ ダイオード Ｄ６１〜Ｄ６３ ダイオード ＴＲ１０ スイッチング素子 Ｔ１１ｐ 変圧器一次巻線 Ｔ１２ｐ 変圧器一次巻線 Ｔ１３ｐ１、Ｔ１３ｐ２ 変圧器一次巻線 Ｔ３１ｐ〜Ｔ３６ｐ 変圧器一次巻線 Ｔ３７ｐ１、Ｔ３７ｐ２ 変圧器一次巻線 Ｔ３８ｐ１、Ｔ３８ｐ２ 変圧器一次巻線 Ｔ３９ｐ１、Ｔ３９ｐ２ 変圧器一次巻線 Ｔ１１ｓ〜Ｔ１３ｓ 変圧器二次巻線 Ｔ３１ｓ〜Ｔ３９ｓ 変圧器二次巻線 Ｃ１１、Ｃ２１、Ｃ２２ コンデンサ Ｒ１１ 抵抗器 ＬＦ１１、ＬＦ３１ 高周波フィルタ ＶＴ１１ 電圧検出器 ＣＴ１１ 電流検出器
Claims (9)
- 【請求項１】 単相の商用交流電源を入力とするブリッ
ジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正
・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に
接続された一次巻線を有する２個の変圧器と、前記ブリ
ッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子
と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッ
チング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止
する極性に定められたダイオードとからなる２組の直列
回路と、前記２組の直列回路と並列に接続されたコンデ
ンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して
高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回
路とを備え、前記コンデンサの両端から出力を取出す直
流電源装置。 - 【請求項２】 単相の商用交流電源を入力とするブリッ
ジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正
・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に
接続された一次巻線を有する２個の変圧器と、前記ブリ
ッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子
と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッ
チング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止
する極性に定められたダイオードとからなる２組の直列
回路と、前記２組の直列回路にそれぞれ並列に接続され
かつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記スイッ
チング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦ
Ｆ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直
列接続されたコンデンサの両端から出力を取出す直流電
源装置。 - 【請求項３】 単相の商用交流電源を入力とするブリッ
ジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の正
・負各ブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に
接続された複数の一次巻線を有する１個の変圧器と、前
記ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチン
グ素子と、前記変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記ス
イッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を
阻止する極性に定められたダイオードとからなる直列回
路と、前記直列回路と並列に接続されたコンデンサと、
前記スイッチング素子を出力設定値に対応して高周波で
ＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備
え、前記コンデンサの両端から出力を取出す直流電源装
置。 - 【請求項４】 ３相の商用交流電源を入力とするブリッ
ジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各
相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接
続された一次巻線を有する６個の変圧器と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子
と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッ
チング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止
する極性に定められたダイオードとからなる６組の直列
回路と、前記６組の直列回路と並列に接続されたコンデ
ンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応して
高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回
路とを備え、前記コンデンサの両端から出力を取出す直
流電源装置。 - 【請求項５】 ３相の商用交流電源を入力とするブリッ
ジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各
相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接
続された一次巻線を有する６個の変圧器と、前記ブリッ
ジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング素子
と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記スイッ
チング素子の導通によって励磁されるときの出力を阻止
する極性に定められたダイオードとからなる６組の直列
回路と、前記６組の直列回路にそれぞれ並列に接続され
かつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記スイッ
チング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−ＯＦ
Ｆ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前記直
列に接続されたコンデンサの両端から出力を取出す直流
電源装置。 - 【請求項６】 ３相の商用交流電源を入力とするブリッ
ジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各
相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接
続された２個の一次巻線を有する３個の変圧器と、前記
ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング
素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記ス
イッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を
阻止する極性に定められたダイオードとからなる３組の
直列回路と、前記３組の直列回路と並列に接続されたコ
ンデンサと、前記スイッチング素子を出力設定値に対応
して高周波でＯＮ−ＯＦＦ制御するスイッチング素子制
御回路とを備え、前記コンデンサの両端から出力を取出
す直流電源装置。 - 【請求項７】 ３相の商用交流電源を入力とするブリッ
ジ式両波整流回路と、前記ブリッジ式両波整流回路の各
相のブランチを構成するダイオードにそれぞれ直列に接
続された２個の一次巻線を有する３個の変圧器と、前記
ブリッジ式両波整流回路の出力を短絡するスイッチング
素子と、前記各変圧器の二次巻線と前記変圧器が前記ス
イッチング素子の導通によって励磁されるときの出力を
阻止する極性に定められたダイオードとからなる３組の
直列回路と、前記３組の直列回路にそれぞれ並列に接続
されかつ相互に直列に接続されたコンデンサと、前記ス
イッチング素子を出力設定値に対応して高周波でＯＮ−
ＯＦＦ制御するスイッチング素子制御回路とを備え、前
記直列に接続されたコンデンサの両端から出力を取出す
直流電源装置。 - 【請求項８】 前記変圧器は鉄心には磁気エネルギー蓄
積のための空隙を設けてある請求項１ないし７のいずれ
かに記載の直流電源装置。 - 【請求項９】 前記コンデンサの端子間または出力端子
間には前記コンデンサの蓄積電荷を放電するための抵抗
器を並列に接続してある請求項１ないし８のいずれかに
記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21405297A JPH1141938A (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21405297A JPH1141938A (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1141938A true JPH1141938A (ja) | 1999-02-12 |
Family
ID=16649473
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21405297A Pending JPH1141938A (ja) | 1997-07-23 | 1997-07-23 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1141938A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002095259A (ja) * | 2000-07-12 | 2002-03-29 | Fuji Electric Co Ltd | 力率改善回路 |
| JP2010017047A (ja) * | 2008-07-07 | 2010-01-21 | Cosel Co Ltd | 三相力率改善回路 |
| WO2017212739A1 (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | Ntn株式会社 | 力率改善装置 |
| WO2018211892A1 (ja) * | 2017-05-19 | 2018-11-22 | Ntn株式会社 | 三相交流用絶縁型スイッチング電源 |
| KR20180127172A (ko) * | 2017-05-19 | 2018-11-28 | 에누티에누 가부시기가이샤 | 3상 교류용 절연형 스위칭 전원 |
| KR20190000777A (ko) * | 2017-06-23 | 2019-01-03 | 에누티에누 가부시기가이샤 | 3상 교류용 절연형 스위칭 전원 |
-
1997
- 1997-07-23 JP JP21405297A patent/JPH1141938A/ja active Pending
Cited By (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002095259A (ja) * | 2000-07-12 | 2002-03-29 | Fuji Electric Co Ltd | 力率改善回路 |
| JP2010017047A (ja) * | 2008-07-07 | 2010-01-21 | Cosel Co Ltd | 三相力率改善回路 |
| WO2017212739A1 (ja) * | 2016-06-10 | 2017-12-14 | Ntn株式会社 | 力率改善装置 |
| CN109314472A (zh) * | 2016-06-10 | 2019-02-05 | Ntn株式会社 | 功率因数改善装置 |
| KR20190016480A (ko) * | 2016-06-10 | 2019-02-18 | 엔티엔 가부시키가이샤 | 역률 개선 장치 |
| US10541600B2 (en) | 2016-06-10 | 2020-01-21 | Ntn Corporation | Power factor improvement device |
| EP3471257A4 (en) * | 2016-06-10 | 2020-04-01 | NTN Corporation | DEVICE FOR IMPROVING THE POWER FACTOR |
| CN109314472B (zh) * | 2016-06-10 | 2021-10-26 | Ntn株式会社 | 功率因数改善装置 |
| WO2018211892A1 (ja) * | 2017-05-19 | 2018-11-22 | Ntn株式会社 | 三相交流用絶縁型スイッチング電源 |
| KR20180127172A (ko) * | 2017-05-19 | 2018-11-28 | 에누티에누 가부시기가이샤 | 3상 교류용 절연형 스위칭 전원 |
| KR20180127173A (ko) * | 2017-05-19 | 2018-11-28 | 에누티에누 가부시기가이샤 | 3상 교류용 절연형 스위칭 전원 |
| KR20190000777A (ko) * | 2017-06-23 | 2019-01-03 | 에누티에누 가부시기가이샤 | 3상 교류용 절연형 스위칭 전원 |
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