JP2002199730A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JP2002199730A JP2002199730A JP2000400723A JP2000400723A JP2002199730A JP 2002199730 A JP2002199730 A JP 2002199730A JP 2000400723 A JP2000400723 A JP 2000400723A JP 2000400723 A JP2000400723 A JP 2000400723A JP 2002199730 A JP2002199730 A JP 2002199730A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 部分スイッチング方式の特長を活かすと共
に、インダクタンスの大きいリアクトルを用いずに大電
力用として使用することのできる直流電源装置を提供す
る。 【解決手段】 交流電源にリアクトルと整流回路とを直
列に接続し、整流して得られた電圧をコンデンサによっ
て平滑すると共に、交流電圧のゼロクロス点以降の所定
の位相区間に、スイッチ素子をオン状態にして交流電源
からリアクトルに強制電流を流し、スイッチ素子をオフ
状態にして強制電流を、整流回路を介して、コンデンサ
に流入させる制御を複数回実行する直流電源装置におい
て、スイッチ素子のオン、オフ制御に伴うリアクトルの
電流の増大率と減少率とが等しくなる位相の近傍におけ
るスイッチ素子のオン、オフ制御間隔を最も短くしたこ
とを特徴とする。
に、インダクタンスの大きいリアクトルを用いずに大電
力用として使用することのできる直流電源装置を提供す
る。 【解決手段】 交流電源にリアクトルと整流回路とを直
列に接続し、整流して得られた電圧をコンデンサによっ
て平滑すると共に、交流電圧のゼロクロス点以降の所定
の位相区間に、スイッチ素子をオン状態にして交流電源
からリアクトルに強制電流を流し、スイッチ素子をオフ
状態にして強制電流を、整流回路を介して、コンデンサ
に流入させる制御を複数回実行する直流電源装置におい
て、スイッチ素子のオン、オフ制御に伴うリアクトルの
電流の増大率と減少率とが等しくなる位相の近傍におけ
るスイッチ素子のオン、オフ制御間隔を最も短くしたこ
とを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源から得ら
れた交流を直流に変換する直流電源装置に関する。
れた交流を直流に変換する直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来の直流電源装置として、図
１０に示すように、強制通電形の直流電源装置が提案さ
れている。この装置は、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，
Ｄ４で構成される全波整流回路を備え、一方の交流入力
端子としてのダイオードＤ１とＤ２との相互接合点が、
リアクトルＬｉｎを介して交流電源Ｖｉｎの一端に接続
され、他方の交流入力端子としてのダイオードＤ３とＤ
４の相互接合点が交流電源Ｖｉｎの他端に接続されてい
る。これらの直列接続回路の両端、すなわち、直流出力
端子間に平滑用のコンデンサＣＤと、負荷抵抗ＲＬとが
並列に接続されている。
１０に示すように、強制通電形の直流電源装置が提案さ
れている。この装置は、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，
Ｄ４で構成される全波整流回路を備え、一方の交流入力
端子としてのダイオードＤ１とＤ２との相互接合点が、
リアクトルＬｉｎを介して交流電源Ｖｉｎの一端に接続
され、他方の交流入力端子としてのダイオードＤ３とＤ
４の相互接合点が交流電源Ｖｉｎの他端に接続されてい
る。これらの直列接続回路の両端、すなわち、直流出力
端子間に平滑用のコンデンサＣＤと、負荷抵抗ＲＬとが
並列に接続されている。
【０００３】さらに、アノードがダイオードＤ１とＤ２
の相互接合点に接続されたダイオードＤ５と、同じくア
ノードがダイオードＤ３とＤ４の相互接合点に接続され
たダイオードＤ６と、これらのダイオードＤ５及びＤ６
の各カソードにコレクタが共通に接続され、エミッタが
全波整流回路の負側端子に接続されたトランジスタＱと
を備えている。そして、トランジスタＱをオン、オフ制
御するために、パルス発生回路１０と、トランジスタＱ
にベース電流を供給する、例えば、ベース駆動電源とホ
トカプラ等でなるベース駆動回路２０とが設けられてい
る。
の相互接合点に接続されたダイオードＤ５と、同じくア
ノードがダイオードＤ３とＤ４の相互接合点に接続され
たダイオードＤ６と、これらのダイオードＤ５及びＤ６
の各カソードにコレクタが共通に接続され、エミッタが
全波整流回路の負側端子に接続されたトランジスタＱと
を備えている。そして、トランジスタＱをオン、オフ制
御するために、パルス発生回路１０と、トランジスタＱ
にベース電流を供給する、例えば、ベース駆動電源とホ
トカプラ等でなるベース駆動回路２０とが設けられてい
る。
【０００４】ここで、交流電源Ｖｉｎの正弦波交流電圧
の正の半サイクルにおいて、リアクトルＬｉｎ、ダイオ
ードＤ１及びＤ４を介してコンデンサＣＤに充電電流が
流れる。また、交流電源Ｖｉｎの正弦波交流電圧の負の
半サイクルにおいて、リアクトルＬｉｎ、ダイオードＤ
３及びＤ２を介してコンデンサＣＤに充電電流が流れ
る。このようにして、コンデンサＣＤが充電され、キャ
パシタンスの大きいコンデンサＣＤを用いることによっ
て、負荷抵抗ＲＬにほぼ一定の電圧が供給される。
の正の半サイクルにおいて、リアクトルＬｉｎ、ダイオ
ードＤ１及びＤ４を介してコンデンサＣＤに充電電流が
流れる。また、交流電源Ｖｉｎの正弦波交流電圧の負の
半サイクルにおいて、リアクトルＬｉｎ、ダイオードＤ
３及びＤ２を介してコンデンサＣＤに充電電流が流れ
る。このようにして、コンデンサＣＤが充電され、キャ
パシタンスの大きいコンデンサＣＤを用いることによっ
て、負荷抵抗ＲＬにほぼ一定の電圧が供給される。
【０００５】パルス発生回路１０は交流電源Ｖｉｎから
出力される交流電圧の半サイクルの前半にて、その瞬時
値の絶対値が中間コンデンサＣＨの両端電圧の絶対値よ
り小さい位相区間で、トランジスタＱをオン状態にする
パルス電圧を発生させる。これによって、これらの位相
区間でリアクトルＬｉｎに強制的に短絡電流が流され、
続いて、トランジスタＱをオフ状態にした瞬間に、これ
らのトランジスタに流れていた電流がコンデンサＣＬに
方向を変えて流れ込み、強制的な充電が行われる。
出力される交流電圧の半サイクルの前半にて、その瞬時
値の絶対値が中間コンデンサＣＨの両端電圧の絶対値よ
り小さい位相区間で、トランジスタＱをオン状態にする
パルス電圧を発生させる。これによって、これらの位相
区間でリアクトルＬｉｎに強制的に短絡電流が流され、
続いて、トランジスタＱをオフ状態にした瞬間に、これ
らのトランジスタに流れていた電流がコンデンサＣＬに
方向を変えて流れ込み、強制的な充電が行われる。
【０００６】図１１は交流電源Ｖｉｎの出力電圧の１サ
イクル中、ゼロクロス点である０ｍｓから時刻ｔ１ま
で、及び、ゼロクロス点である１０ｍｓから時刻ｔ２ま
でトランジスタＱをオン状態にした場合の電流波形を示
したもので、これによって、力率が改善されることは明
らかである。
イクル中、ゼロクロス点である０ｍｓから時刻ｔ１ま
で、及び、ゼロクロス点である１０ｍｓから時刻ｔ２ま
でトランジスタＱをオン状態にした場合の電流波形を示
したもので、これによって、力率が改善されることは明
らかである。
【０００７】しかしながら、図１０に示した従来の直流
電源装置においては、負荷抵抗ＲＬへの電力供給に応じ
て図１２に示したような電源高調波が発生する。図１２
はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもの
で、リアクトルに流れる高調波電流成分Ｉ（Ｌｉｎ）と
Ｉ（ＩＥＣ）とを各周波数成分で比較した場合、Ｉ（Ｌ
ｉｎ）の比較的低次の高調波成分がＩＥＣ規格Ｉ（ＩＥ
Ｃ）のそれを上回っている。これらの高調波成分を低減
するには、インダクタンスのより大きなリアクトルＬｉ
ｎを用いることが考えられるが、この場合には電源装置
が大型化するという問題があった。
電源装置においては、負荷抵抗ＲＬへの電力供給に応じ
て図１２に示したような電源高調波が発生する。図１２
はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもの
で、リアクトルに流れる高調波電流成分Ｉ（Ｌｉｎ）と
Ｉ（ＩＥＣ）とを各周波数成分で比較した場合、Ｉ（Ｌ
ｉｎ）の比較的低次の高調波成分がＩＥＣ規格Ｉ（ＩＥ
Ｃ）のそれを上回っている。これらの高調波成分を低減
するには、インダクタンスのより大きなリアクトルＬｉ
ｎを用いることが考えられるが、この場合には電源装置
が大型化するという問題があった。
【０００８】そこで、これらの高調波成分をより少なく
するために、パルス発生回路１０が発生する単一の矩形
波の代わりに、繰り返し周期及びパルス幅が一定のパル
スを発生させ、これによってトランジスタＱを一定の制
御間隔でオン、オフする装置も提案されている。
するために、パルス発生回路１０が発生する単一の矩形
波の代わりに、繰り返し周期及びパルス幅が一定のパル
スを発生させ、これによってトランジスタＱを一定の制
御間隔でオン、オフする装置も提案されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図１０に示したよう
に、正弦波交流電圧波形の一部でリアクトルＬｉｎに短
絡電流を流し、その電流を負荷側に流す構成では、力率
改善の効果は大きいが、ＩＥＣ規格のように、高調波限
度値が次数毎に絶対値で規定されている場合、大電力用
として使用することは困難であった。
に、正弦波交流電圧波形の一部でリアクトルＬｉｎに短
絡電流を流し、その電流を負荷側に流す構成では、力率
改善の効果は大きいが、ＩＥＣ規格のように、高調波限
度値が次数毎に絶対値で規定されている場合、大電力用
として使用することは困難であった。
【００１０】また、この高調波を低減するために大型の
リアクトルを採用することは装置が大型化してしまうと
いう問題があった。
リアクトルを採用することは装置が大型化してしまうと
いう問題があった。
【００１１】一方、高調波を低減するために正弦波交流
電圧波形の一部の区間で等間隔パルスで短絡電流を流す
構成では、制御パルスの周波数に相当する高調波が発生
することとなり、低次の高調波を低減するためにパルス
周波数を増やした場合には、一部の位相区間でリアクト
ルに短絡電流を流すという部分スイッチング方式の特長
が損なわれるという問題があった。
電圧波形の一部の区間で等間隔パルスで短絡電流を流す
構成では、制御パルスの周波数に相当する高調波が発生
することとなり、低次の高調波を低減するためにパルス
周波数を増やした場合には、一部の位相区間でリアクト
ルに短絡電流を流すという部分スイッチング方式の特長
が損なわれるという問題があった。
【００１２】本発明は、上記の課題を解決するためにな
されたもので、部分スイッチング方式の特長を活かすと
共に、インダクタンスの大きいリアクトルを用いずに大
電力用として使用することのできる直流電源装置を提供
することを目的とする。
されたもので、部分スイッチング方式の特長を活かすと
共に、インダクタンスの大きいリアクトルを用いずに大
電力用として使用することのできる直流電源装置を提供
することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
交流電源にリアクトルと整流回路とを直列に接続し、整
流して得られた電圧をコンデンサによって平滑すると共
に、交流電圧のゼロクロス点以降の所定の位相区間に、
スイッチ素子をオン状態にして交流電源からリアクトル
に強制電流を流し、スイッチ素子をオフ状態にして強制
電流を、整流回路を介して、コンデンサに流入させる制
御を複数回実行する直流電源装置において、スイッチ素
子のオン、オフ制御に伴うリアクトルの電流の増大率と
減少率とが等しくなる位相の近傍におけるスイッチ素子
のオン、オフ制御間隔を最も短くしたことを特徴とす
る。
交流電源にリアクトルと整流回路とを直列に接続し、整
流して得られた電圧をコンデンサによって平滑すると共
に、交流電圧のゼロクロス点以降の所定の位相区間に、
スイッチ素子をオン状態にして交流電源からリアクトル
に強制電流を流し、スイッチ素子をオフ状態にして強制
電流を、整流回路を介して、コンデンサに流入させる制
御を複数回実行する直流電源装置において、スイッチ素
子のオン、オフ制御に伴うリアクトルの電流の増大率と
減少率とが等しくなる位相の近傍におけるスイッチ素子
のオン、オフ制御間隔を最も短くしたことを特徴とす
る。
【００１４】請求項２に係る発明は、交流電源にリアク
トルと整流回路とを直列に接続し、整流して得られた電
圧をコンデンサによって平滑すると共に、交流電圧のゼ
ロクロス点以降の所定の位相区間に、スイッチ素子をオ
ン状態にして交流電源からリアクトルに強制電流を流
し、スイッチ素子をオフ状態にして強制電流を、整流回
路を介して、コンデンサに流入させる制御を複数回実行
する直流電源装置において、所定の位相区間はリアクト
ルの電流の増大率と減少率とが等しくなる位相を含み、
所定の位相区間の終端部のスイッチ素子のオン、オフ制
御間隔を最も長くしたことを特徴とする。
トルと整流回路とを直列に接続し、整流して得られた電
圧をコンデンサによって平滑すると共に、交流電圧のゼ
ロクロス点以降の所定の位相区間に、スイッチ素子をオ
ン状態にして交流電源からリアクトルに強制電流を流
し、スイッチ素子をオフ状態にして強制電流を、整流回
路を介して、コンデンサに流入させる制御を複数回実行
する直流電源装置において、所定の位相区間はリアクト
ルの電流の増大率と減少率とが等しくなる位相を含み、
所定の位相区間の終端部のスイッチ素子のオン、オフ制
御間隔を最も長くしたことを特徴とする。
【００１５】請求項３に係る発明は、交流電源にリアク
トルと整流回路とを直列に接続し、整流して得られた電
圧をコンデンサによって平滑すると共に、交流電圧のゼ
ロクロス点以降の所定の位相区間に、スイッチ素子をオ
ン状態にして交流電源からリアクトルに強制電流を流
し、スイッチ素子をオフ状態にして強制電流を、整流回
路を介して、コンデンサに流入させる制御を複数回実行
する直流電源装置において、所定の位相区間の初めから
終わりまで略直線的に減少し、所定の位相区間の初めの
値がリアクトルに流れる電流が大きい場合ほど大きい値
に設定され、所定の位相区間の終わりの値が略ゼロの通
電平均値信号を生成する通電平均値生成手段と、リアク
トルの電流の増大率と減少率とが等しくなると予測され
る位相の近傍の周波数が最も高く、この位相から離れる
に従って周波数が次第に低くなる一定振幅の三角波信号
を生成する三角波生成手段と、通電平均値と三角波とを
比較し、通電平均値信号が三角波信号よりも大きい期間
にスイッチ素子をオン状態にし、通電平均値信号が三角
波信号よりも小さい期間にスイッチ素子をオフ状態にす
る信号を出力する比較手段と、を備えたことを特徴とす
る。
トルと整流回路とを直列に接続し、整流して得られた電
圧をコンデンサによって平滑すると共に、交流電圧のゼ
ロクロス点以降の所定の位相区間に、スイッチ素子をオ
ン状態にして交流電源からリアクトルに強制電流を流
し、スイッチ素子をオフ状態にして強制電流を、整流回
路を介して、コンデンサに流入させる制御を複数回実行
する直流電源装置において、所定の位相区間の初めから
終わりまで略直線的に減少し、所定の位相区間の初めの
値がリアクトルに流れる電流が大きい場合ほど大きい値
に設定され、所定の位相区間の終わりの値が略ゼロの通
電平均値信号を生成する通電平均値生成手段と、リアク
トルの電流の増大率と減少率とが等しくなると予測され
る位相の近傍の周波数が最も高く、この位相から離れる
に従って周波数が次第に低くなる一定振幅の三角波信号
を生成する三角波生成手段と、通電平均値と三角波とを
比較し、通電平均値信号が三角波信号よりも大きい期間
にスイッチ素子をオン状態にし、通電平均値信号が三角
波信号よりも小さい期間にスイッチ素子をオフ状態にす
る信号を出力する比較手段と、を備えたことを特徴とす
る。
【００１６】請求項４に係る発明は、請求項１乃至３の
いずれか１項に記載の直流電源装置において、スイッチ
素子をオン、オフ制御する位相区間は、電圧位相の０°
〜９０°及び１８０°〜２７０°の範囲であることを特
徴とする。
いずれか１項に記載の直流電源装置において、スイッチ
素子をオン、オフ制御する位相区間は、電圧位相の０°
〜９０°及び１８０°〜２７０°の範囲であることを特
徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示す好適な
実施形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係
る直流電源装置の一実施形態の構成を、部分的にブロッ
クで示した回路図であり、図中、従来装置を示す図１０
と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。これは、従来装置を構成するパルス発生回路１０を
除去し、その代わりに、三角波生成手段３０、通電平均
値生成手段４０及び比較手段５０を追加した点が従来装
置と構成を異にしている。
実施形態に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係
る直流電源装置の一実施形態の構成を、部分的にブロッ
クで示した回路図であり、図中、従来装置を示す図１０
と同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。これは、従来装置を構成するパルス発生回路１０を
除去し、その代わりに、三角波生成手段３０、通電平均
値生成手段４０及び比較手段５０を追加した点が従来装
置と構成を異にしている。
【００１８】ここで、三角波生成手段３０は、部分スイ
ッチングを実施する位相区間で、リアクトルＬｉｎの電
流の増大率と減少率とが等しくなると予測される位相の
近傍の周波数が最も高く、この位相から離れるに従って
周波数が次第に低くなる一定振幅の三角波信号を生成す
るものである。通電平均値生成手段４０は、部分スイッ
チングを実施する位相区間の初めから終わりまで略直線
的に減少し、この位相区間の初めの値がリアクトルＬｉ
ｎに流れる電流が大きい場合ほど大きい値に設定され、
その位相区間の終わりの値が略ゼロになるような通電平
均値信号を生成するものである。比較手段５０は三角波
生成手段３０の三角波信号と通電平均値生成手段４０の
通電平均値信号とを比較し、通電平均値信号が三角波信
号よりも大きい期間にスイッチ素子としてのトランジス
タＱをオン状態にする論理レベル「１」の信号を出力
し、反対に、通電平均値信号が三角波信号よりも小さい
期間にトランジスタＱをオフ状態にする論理レベル
「０」の信号を出力してベース駆動回路２０に加えるも
のである。なお、この実施形態を構成する三角波生成手
段３０、通電平均値生成手段４０及び比較手段５０はい
ずれもマイクロプロセッサにその機能を持たせたもので
ある。
ッチングを実施する位相区間で、リアクトルＬｉｎの電
流の増大率と減少率とが等しくなると予測される位相の
近傍の周波数が最も高く、この位相から離れるに従って
周波数が次第に低くなる一定振幅の三角波信号を生成す
るものである。通電平均値生成手段４０は、部分スイッ
チングを実施する位相区間の初めから終わりまで略直線
的に減少し、この位相区間の初めの値がリアクトルＬｉ
ｎに流れる電流が大きい場合ほど大きい値に設定され、
その位相区間の終わりの値が略ゼロになるような通電平
均値信号を生成するものである。比較手段５０は三角波
生成手段３０の三角波信号と通電平均値生成手段４０の
通電平均値信号とを比較し、通電平均値信号が三角波信
号よりも大きい期間にスイッチ素子としてのトランジス
タＱをオン状態にする論理レベル「１」の信号を出力
し、反対に、通電平均値信号が三角波信号よりも小さい
期間にトランジスタＱをオフ状態にする論理レベル
「０」の信号を出力してベース駆動回路２０に加えるも
のである。なお、この実施形態を構成する三角波生成手
段３０、通電平均値生成手段４０及び比較手段５０はい
ずれもマイクロプロセッサにその機能を持たせたもので
ある。
【００１９】上記のように構成された本実施形態の動作
を、特に従来装置と構成を異にする部分を中心にして、
図２乃至図９をも参照して以下に説明する。この実施形
態は電源周波数を５０Ｈｚとして、交流電圧のゼロクロ
ス点以降の０°〜９０°の位相区間及び１８０°〜２７
０°の位相区間に、それぞれトランジスタＱを間歇的に
オン、オフ制御し、オン状態では交流電源からリアクト
ルに強制電流を流し、オフ状態では強制電流を、整流回
路を介して、コンデンサＣＤに流し込むようにしたもの
である。
を、特に従来装置と構成を異にする部分を中心にして、
図２乃至図９をも参照して以下に説明する。この実施形
態は電源周波数を５０Ｈｚとして、交流電圧のゼロクロ
ス点以降の０°〜９０°の位相区間及び１８０°〜２７
０°の位相区間に、それぞれトランジスタＱを間歇的に
オン、オフ制御し、オン状態では交流電源からリアクト
ルに強制電流を流し、オフ状態では強制電流を、整流回
路を介して、コンデンサＣＤに流し込むようにしたもの
である。
【００２０】図２は三角波生成手段３０の三角波信号Ｐ
ｃ及び通電平均値生成手段４０の通電平均値信号Ｖａと
時間との関係を示した線図であり、図中、（ａ）は負荷
電流が比較的小さい場合を示し、（ｂ）〜（ｅ）は負荷
電流が順次大きくなった場合を示している。ここで、位
相０°に対応する時刻０ｍｓから位相９０°に対応する
時刻５ｍｓまでと、位相１８０°に対応する１０ｍｓか
ら位相２７０°に対応する時刻１５ｍｓまでの間に三角
波信号Ｐｃ及び通電平均値信号Ｖａが生成されている。
ｃ及び通電平均値生成手段４０の通電平均値信号Ｖａと
時間との関係を示した線図であり、図中、（ａ）は負荷
電流が比較的小さい場合を示し、（ｂ）〜（ｅ）は負荷
電流が順次大きくなった場合を示している。ここで、位
相０°に対応する時刻０ｍｓから位相９０°に対応する
時刻５ｍｓまでと、位相１８０°に対応する１０ｍｓか
ら位相２７０°に対応する時刻１５ｍｓまでの間に三角
波信号Ｐｃ及び通電平均値信号Ｖａが生成されている。
【００２１】このうち、三角波信号Ｐｃはトランジスタ
Ｑのオン、オフに起因してリアクトルＬｉｎの電流の増
加率と減少率とが等しくなると予測される時点の周波数
が最も高く、この時点から時間的に前に遡ったり、ある
いは、この時点から時間が経過したりするほど周波数が
低くなっている。
Ｑのオン、オフに起因してリアクトルＬｉｎの電流の増
加率と減少率とが等しくなると予測される時点の周波数
が最も高く、この時点から時間的に前に遡ったり、ある
いは、この時点から時間が経過したりするほど周波数が
低くなっている。
【００２２】一方、通電平均値信号Ｖａは位相０°及び
１８０°に対応する時刻０ｍｓ及び１０ｍｓの大きさ
が、電流値が増えるほど大きくなっており、この値から
オン、オフ制御する位相区間の終わりの時点でゼロにな
るように直線的に低下している。
１８０°に対応する時刻０ｍｓ及び１０ｍｓの大きさ
が、電流値が増えるほど大きくなっており、この値から
オン、オフ制御する位相区間の終わりの時点でゼロにな
るように直線的に低下している。
【００２３】比較手段５０は三角波信号Ｐｃと通電平均
値信号Ｖａとを比較し、Ｖａ＞Ｐｃであるとき、トラン
ジスタＱをオン状態にする論理レベル「１」の信号を出
力し、Ｖａ＜ＰｃであるときトランジスタＱをオフ状態
にする論理レベル「０」の信号を出力するもので、この
結果、図３（ａ）〜（ｅ）に示すオン、オフ制御信号が
ベース駆動回路２０に加えられる。この図３から明らか
なように、電流の増加率と減少率とが等しくなると予測
される時点のオン、オフ制御間隔が最も短くなってい
る。
値信号Ｖａとを比較し、Ｖａ＞Ｐｃであるとき、トラン
ジスタＱをオン状態にする論理レベル「１」の信号を出
力し、Ｖａ＜ＰｃであるときトランジスタＱをオフ状態
にする論理レベル「０」の信号を出力するもので、この
結果、図３（ａ）〜（ｅ）に示すオン、オフ制御信号が
ベース駆動回路２０に加えられる。この図３から明らか
なように、電流の増加率と減少率とが等しくなると予測
される時点のオン、オフ制御間隔が最も短くなってい
る。
【００２４】このようにした根拠は、パルス幅及び周期
が一定のパルス信号によってトランジスタＱをオン、オ
フ制御したとき、電流の増加量は（オンデューティ×交
流入力電圧）に対応し、電流の減少量は（オフデューテ
ィ×（直流出力電圧−交流入力電圧））に対応してお
り、これらの値が等しい状態で最大の電流変化が発生す
ると推定し、さらに、電流増加量及び電流の減少量は電
流の増加率及び電流の減少率と考えることができること
による。 図４乃至図
６はトランジスタＱをオン、オフ制御する位相区間でパ
ルス幅及び周期が一定のパルス信号を用いた、等間隔制
御のシミュレーション結果を、本実施形態と対比するた
めに示したものである。このうち、図４は電流値Ｉａ＜
Ｉｂ＜Ｉｃ＜Ｉｄ＜Ｉｅに対応する１サイクルの波形図
であり、図５はこの制御に対応する周波数と高調波電流
成分との関係をＩＥＣ規格と併せて示した線図であり、
図６はこの制御に対応する高次高調波区間と高調波電流
成分との関係をＩＥＣ規格と併せて示した線図である。
が一定のパルス信号によってトランジスタＱをオン、オ
フ制御したとき、電流の増加量は（オンデューティ×交
流入力電圧）に対応し、電流の減少量は（オフデューテ
ィ×（直流出力電圧−交流入力電圧））に対応してお
り、これらの値が等しい状態で最大の電流変化が発生す
ると推定し、さらに、電流増加量及び電流の減少量は電
流の増加率及び電流の減少率と考えることができること
による。 図４乃至図
６はトランジスタＱをオン、オフ制御する位相区間でパ
ルス幅及び周期が一定のパルス信号を用いた、等間隔制
御のシミュレーション結果を、本実施形態と対比するた
めに示したものである。このうち、図４は電流値Ｉａ＜
Ｉｂ＜Ｉｃ＜Ｉｄ＜Ｉｅに対応する１サイクルの波形図
であり、図５はこの制御に対応する周波数と高調波電流
成分との関係をＩＥＣ規格と併せて示した線図であり、
図６はこの制御に対応する高次高調波区間と高調波電流
成分との関係をＩＥＣ規格と併せて示した線図である。
【００２５】これら図４乃至図６から明らかなように、
図１２を用いて説明した低次の高調波成分は十分に抑制
されているが一部の高次高調波成分（３９次又は４０
次）がＩＥＣ規格を満たしていないことが分かる。
図１２を用いて説明した低次の高調波成分は十分に抑制
されているが一部の高次高調波成分（３９次又は４０
次）がＩＥＣ規格を満たしていないことが分かる。
【００２６】図７乃至図９は本実施形態に係る、いわゆ
る、不等間隔制御のシミュレーション結果を示したもの
である。このうち、図７は電流値Ｉａ＜Ｉｂ＜Ｉｃ＜Ｉ
ｄ＜Ｉｅに対応する１サイクルの波形図であり、図８は
この制御に対応する周波数と高調波電流成分との関係を
ＩＥＣ規格と併せて示した線図であり、図９はこの制御
に対応する高次高調波区間と高調波電流成分との関係を
ＩＥＣ規格と併せて示した線図である。
る、不等間隔制御のシミュレーション結果を示したもの
である。このうち、図７は電流値Ｉａ＜Ｉｂ＜Ｉｃ＜Ｉ
ｄ＜Ｉｅに対応する１サイクルの波形図であり、図８は
この制御に対応する周波数と高調波電流成分との関係を
ＩＥＣ規格と併せて示した線図であり、図９はこの制御
に対応する高次高調波区間と高調波電流成分との関係を
ＩＥＣ規格と併せて示した線図である。
【００２７】これらの図７乃至図９から明らかなよう
に、電流波形は等間隔制御と殆ど変わりは無いが、図１
２を用いて説明した低次の高調波成分は十分に抑制さ
れ、かつ、高次高調波成分（３９次又は４０次）もＩＥ
Ｃ規格以下に抑制されていることが分かる。
に、電流波形は等間隔制御と殆ど変わりは無いが、図１
２を用いて説明した低次の高調波成分は十分に抑制さ
れ、かつ、高次高調波成分（３９次又は４０次）もＩＥ
Ｃ規格以下に抑制されていることが分かる。
【００２８】かくして、本実施形態によれば、低次の高
調波成分が抑制されるためインダクタンスの大きいリア
クトルを用いる必要がなく、高次高調波電流成分をＩＥ
Ｃ規格に納めることができるため大電力用として使用す
ることができる。
調波成分が抑制されるためインダクタンスの大きいリア
クトルを用いる必要がなく、高次高調波電流成分をＩＥ
Ｃ規格に納めることができるため大電力用として使用す
ることができる。
【００２９】なお、上述した実施形態では、トランジス
タＱのオン、オフ制御に伴う電流の増加率及び電流の減
少率が等しい位相の近傍におけるオン、オフ制御間隔を
最も短くしたが、これよりも後のオン、オフ制御区間に
注目すると、パルス幅は極めて狭くなっており、しかも
短絡パルスの間隔は他の区間と比較して広がっている。
このことは電流波形の変化を低く抑え得ることになり、
これによって、高次高調波成分を抑制することができ
る。そこで、例えば、電流の増加率及び電流の減少率が
等しくなる区間を過ぎるまで等間隔制御を行い、オン、
オフ制御区間の終わりに近い位相のパルス間隔を他より
も広げる制御を実行するようにしても、上記実施形態に
近い効果が得られる。
タＱのオン、オフ制御に伴う電流の増加率及び電流の減
少率が等しい位相の近傍におけるオン、オフ制御間隔を
最も短くしたが、これよりも後のオン、オフ制御区間に
注目すると、パルス幅は極めて狭くなっており、しかも
短絡パルスの間隔は他の区間と比較して広がっている。
このことは電流波形の変化を低く抑え得ることになり、
これによって、高次高調波成分を抑制することができ
る。そこで、例えば、電流の増加率及び電流の減少率が
等しくなる区間を過ぎるまで等間隔制御を行い、オン、
オフ制御区間の終わりに近い位相のパルス間隔を他より
も広げる制御を実行するようにしても、上記実施形態に
近い効果が得られる。
【００３０】
【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、本
発明によれば、部分スイッチング方式の特長を活かすと
共に、インダクタンスの大きいリアクトルを用いずに大
電力用として使用することのできる直流電源装置を提供
することができる。
発明によれば、部分スイッチング方式の特長を活かすと
共に、インダクタンスの大きいリアクトルを用いずに大
電力用として使用することのできる直流電源装置を提供
することができる。
【図１】本発明に係る直流電源装置の一実施形態の構成
を、部分的にブロックで示した回路図。
を、部分的にブロックで示した回路図。
【図２】図１に示した実施形態の動作を説明するため
に、この実施形態を構成する三角波生成手段及び通電平
均値生成手段の各出力電圧波形を示した図。
に、この実施形態を構成する三角波生成手段及び通電平
均値生成手段の各出力電圧波形を示した図。
【図３】図１に示した実施形態の動作を説明するため
に、この実施形態を構成する比較手段の出力電圧波形を
示した図。
に、この実施形態を構成する比較手段の出力電圧波形を
示した図。
【図４】図１に示した実施形態と比較するために、等間
隔制御を実施した場合のリアクトルの電流波形を示した
図。
隔制御を実施した場合のリアクトルの電流波形を示した
図。
【図５】図１に示した実施形態と比較するために、等間
隔制御を実施した場合のリアクトルに流れる電流の周波
数と高調波電流成分との関係を示した線図。
隔制御を実施した場合のリアクトルに流れる電流の周波
数と高調波電流成分との関係を示した線図。
【図６】図１に示した実施形態と比較するために、等間
隔制御を実施した場合のリアクトルに流れる電流の高次
高調波区間と高調波電流成分との関係を示した線図。
隔制御を実施した場合のリアクトルに流れる電流の高次
高調波区間と高調波電流成分との関係を示した線図。
【図７】図１に示した実施形態の動作を説明するため
に、この実施形態を構成するリアクトルの電流波形を示
した図。
に、この実施形態を構成するリアクトルの電流波形を示
した図。
【図８】図１に示した実施形態の動作を説明するため
に、この実施形態を構成するリアクトルに流れる電流の
周波数と高調波電流成分との関係を示した線図。
に、この実施形態を構成するリアクトルに流れる電流の
周波数と高調波電流成分との関係を示した線図。
【図９】図１に示した実施形態の動作を説明するため
に、この実施形態を構成するリアクトルに流れる電流の
高次高調波区間と高調波電流成分との関係を示した線
図。
に、この実施形態を構成するリアクトルに流れる電流の
高次高調波区間と高調波電流成分との関係を示した線
図。
【図１０】従来の直流電源装置の概略構成を、部分的に
ブロックで示した回路図。
ブロックで示した回路図。
【図１１】従来の直流電源装置を構成するリアクトルに
流れる電流波形を示した図。
流れる電流波形を示した図。
【図１２】従来の直流電源装置を構成するリアクトルを
流れる電流の周波数と高調波電流成分との関係を示した
線図。
流れる電流の周波数と高調波電流成分との関係を示した
線図。
Ｖｉｎ 交流電源 Ｌｉｎ リアクトル Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード ＣＤ コンデンサ ＲＬ 負荷抵抗 Ｑ トランジスタ １０ パルス発生回路 ２０ ベース駆動回路 ３０ 三角波生成手段 ４０ 通電平均値生成手段 ５０ 比較手段
Claims (4)
- 【請求項１】交流電源にリアクトルと整流回路とを直列
に接続し、整流して得られた電圧をコンデンサによって
平滑すると共に、交流電圧のゼロクロス点以降の所定の
位相区間に、スイッチ素子をオン状態にして前記交流電
源から前記リアクトルに強制電流を流し、前記スイッチ
素子をオフ状態にして前記強制電流を、前記整流回路を
介して、前記コンデンサに流入させる制御を複数回実行
する直流電源装置において、 前記スイッチ素子のオン、オフ制御に伴う前記リアクト
ルの電流の増大率と減少率とが等しくなる位相の近傍に
おける前記スイッチ素子のオン、オフ制御間隔を最も短
くしたことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項２】交流電源にリアクトルと整流回路とを直列
に接続し、整流して得られた電圧をコンデンサによって
平滑すると共に、交流電圧のゼロクロス点以降の所定の
位相区間に、スイッチ素子をオン状態にして前記交流電
源から前記リアクトルに強制電流を流し、前記スイッチ
素子をオフ状態にして前記強制電流を、前記整流回路を
介して、前記コンデンサに流入させる制御を複数回実行
する直流電源装置において、 前記所定の位相区間は前記リアクトルの電流の増大率と
減少率とが等しくなる位相を含み、前記所定の位相区間
の終端部の前記スイッチ素子のオン、オフ制御間隔を最
も長くしたことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項３】交流電源にリアクトルと整流回路とを直列
に接続し、整流して得られた電圧をコンデンサによって
平滑すると共に、交流電圧のゼロクロス点以降の所定の
位相区間に、スイッチ素子をオン状態にして前記交流電
源から前記リアクトルに強制電流を流し、前記スイッチ
素子をオフ状態にして前記強制電流を、前記整流回路を
介して、前記コンデンサに流入させる制御を複数回実行
する直流電源装置において、 前記所定の位相区間の初めから終わりまで略直線的に減
少し、前記所定の位相区間の初めの値が前記リアクトル
に流れる電流が大きい場合ほど大きい値に設定され、前
記所定の位相区間の終わりの値が略ゼロの通電平均値信
号を生成する通電平均値生成手段と、 前記リアクトルの電流の増大率と減少率とが等しくなる
と予測される位相の近傍の周波数が最も高く、この位相
から離れるに従って周波数が次第に低くなる一定振幅の
三角波信号を生成する三角波生成手段と、 前記通電平均値と前記三角波とを比較し、前記通電平均
値信号が前記三角波信号よりも大きい期間に前記スイッ
チ素子をオン状態にし、前記通電平均値信号が前記三角
波信号よりも小さい期間に前記スイッチ素子をオフ状態
にする信号を出力する比較手段と、 を備えたことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項４】前記スイッチ素子をオン、オフ制御する位
相区間は、電圧位相の０°〜９０°及び１８０°〜２７
０°の範囲であることを特徴とする請求項１乃至３のい
ずれか１項に記載の直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000400723A JP2002199730A (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000400723A JP2002199730A (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002199730A true JP2002199730A (ja) | 2002-07-12 |
Family
ID=18865256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000400723A Pending JP2002199730A (ja) | 2000-12-28 | 2000-12-28 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002199730A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007129849A (ja) * | 2005-11-04 | 2007-05-24 | Fujitsu General Ltd | 電源装置 |
| US7723964B2 (en) | 2004-12-15 | 2010-05-25 | Fujitsu General Limited | Power supply device |
| WO2011077919A1 (ja) * | 2009-12-24 | 2011-06-30 | ダイキン工業株式会社 | 逆回復電流防止装置ならびにモータ駆動装置 |
Citations (9)
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| JP2001224175A (ja) * | 2000-02-09 | 2001-08-17 | Sanyo Electric Co Ltd | 電源装置 |
-
2000
- 2000-12-28 JP JP2000400723A patent/JP2002199730A/ja active Pending
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