CN105322792A - 采用滞回升压架构的功率变换器及其方法 - Google Patents

采用滞回升压架构的功率变换器及其方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及采用滞回升压架构的功率变换器及其方法。在一种形式中，一种控制电路适于与具有电感器和开关的功率变换器一起使用，该开关响应于切换信号切换电感器以调节功率变换器的输出电压。控制电路包括慢反馈路径、快反馈路径、积分器、比较器和驱动电路。慢反馈路径响应于输出电压的平均值提供纹波信号。快反馈路径响应输出信号提供反馈信号。积分器响应反馈信号和纹波信号的总和提供误差信号。比较器响应于误差信号和阈值电压的比较提供比较输出信号。驱动电路响应于比较输出信号提供切换信号。

Description

采用滞回升压架构的功率变换器及其方法
技术领域
本公开主要涉及功率变换电路，特别是涉及升压变换器。
背景技术
升压变换器是将一个直流(DC)电压转换为另一较高DC电压的功率变换器。升压变换器通常通过如下方式调节输出电压，即通过开关连接到电感器的晶体管以根据输出电压的电平产生跨电感器的磁场。如果开关晶体管串联连接在电感器和接地之间，则该开关晶体管被称为低侧开关(LSS)。电感器的第二端被连接到整流器，并且已整流电压使用输出电容器来平滑。晶体管的开关可以通过产生误差电压来控制，该误差电压是输出电压或输出电压的某些分数与参考电压之间的差值。
升压变换器一般在各种负载条件下工作。通常，升压变换器在轻负载条件下损失效率，但轻负载条件因为动力装置采用所谓的“生态模式”操作而变得更频繁。由于负载与轻负载条件之间的转换突然，升压模式电源优选提供良好的负载瞬时性能。此外，由于输入电压可在宽范围内变化，这包括接近或等于所需的输出电压，变换器在升压或降压操作下工作是理想的。此外，包括与升压变换器相关联的外部组件成本的产品成本是重要的考量。
附图说明
通过参考随附绘图，本公开将更加易于理解，并且其很多特征和优点对于本领域的技术人员来说是显而易见的，其中：
图1示出在现有技术中是已知的升压调节器的局部框图和局部原理图形式；
图2示出在现有技术中是已知的另一升压调节器的局部框图和局部原理图形式；
图3示出使用根据本发明的实施例的滞回(hysteretic)升压变换器的功率变换器的局部框图和局部示意图形式；
图4示出与图3的升压变换器的慢反馈路径相关联的时序图；以及
图5示出与图3的升压变换器的快反馈路径相关联的时序图。
在不同附图中使用相同的参考符号表示类似或等同的项。除非另有说明，术语“耦接的”及其关联的动词形式包括通过本领域已知的方法的直接连接和间接电气连接，并且除非另有说明，直接连接的任何描述意味着使用合适的间接电气连接形式的替代实施例。
具体实施方式
图1是在现有技术中是公知的升压调节器100的局部框图和局部示意图。升压调节器100由Xu、Zhao和Wu在浙江大学学报2009年卷10第8期第1223-1230页在“On-ChipBoostRegulatorwithProjectedOff-andOn-timeControl(具有投射开关时间控制的芯片上升压调节器)”中描述。
升压调节器100包括电感器110、二极管120、N沟道MOS晶体管130、控制逻辑和驱动电路140、控制电路150、输出部160、输出电容器170和负载180。器110具有用于接收被标记为“VIN”的输入电压的第一端和第二端。二极管120具有连接到电感器110的第二端的阳极和用于提供被标记为“VOUT”的电压的阴极。晶体管130具有连接到电感器110的第二端的漏极、栅极和源极。控制逻辑和驱动电路140具有用于接收被标记为“VOC”的控制电压的输入端，以及连接到晶体管130的栅极的输出端。控制电路150包括电阻器152、加法器154和比较器156。电阻器152具有连接到晶体管130的源极用于形成被标记为“VIS”的电压的第一端，以及接地的第二端。加法器154具有用于接收被标记为“VP”的电压的正输入端，用于接收电压VIS的负输入端，以及用于提供被标记为“VCTRL”的电压的输出端。比较器156具有用于接收被标记为“VFB”的反馈电压的非反相输入端，用于接收输出电压VIS的反相输入端，以及用于提供电压VOC的输出端。输出部160包括电阻器162、电容器164和电阻器166。电阻器162具有连接到二极管120的阴极的第一端和用于提供电压VFB的第二端。电容器164具有连接到二极管120的阴极的第一端和连接到电阻器162的第二端的第二端。电阻器166具有连接到电阻器162和电容器164的第二端的第一端和接地的第二端。输出电容器170具有连接到二极管120的阴极的第一端，以及接地的第二端。图1示出作为电阻器180的负载180，其具有连接到二极管120的阴极的第一端，以及接地的第二端。
升压调节器100使用投射开关时间控制。通过投射关断时间控制，开关关断时间是基于在连续导通模式(CCM)针对在准固定频率工作的输入和输出电压计算的，因为固定频率工作对纹波控制是优选的。考虑在不连续导通模式(DCM)工作的效率，和调制关断时间组合的投射接通时间使得升压调节器100能够在脉冲频率调制(PFM)工作中自动运行而无需额外的控制电路。
虽然实施升压调节器100简单，但其要求降低效率的电流检测。而且，关断时间和接通时间发生器也有助于态电流。而且，CCM的关断时间和DCM的接通时间需要转换模式管理。
图2示出在现有技术中是已知的另一升压调节器200的局部框图和局部示意图。升压调节器200由Guo、Lin和Tsai在IEEE电力电 子会刊2011年9月卷26第9期“AhystereticBoostRegulatorwithEmulated-RampFeedback(ERF)Current-SensingTechniqueforLEDDrivingApplications(一种用于LED驱动应用的带有模拟斜面反馈(ERF)电流检测技术的滞回升压调节器)”中描述。
升压调节器200包括电压源210、电阻器212、电感器214、开关216、二极管218、电容器220、电阻器222、负载230、反馈网络240、反馈网络250、反馈电路260和控制电路270。电压源210具有用于提供被标记为“VI”的输入电压的第一端和接地的第二端。电阻器212具有连接到电压源210的第一端的第一端和第二端。电感器214具有连接到电阻器212的第二端的第一端，以及用于提供被标记为“VX”的电压的第二端。开关216具有连接到电感器214的第二端的第一端，接地的第二端和控制端。二极管218具有连接到电感器214的第二端的阳极和用于提供被标记为“VO”的输出电压的阴极。电容器220具有连接到二极管218的阴极的第一端和第二端。电阻器222具有连接到电容器220的第二端的第一端和接地的第二端。负载230具有连接到二极管218的阴极的第一端，以及接地的第二端。反馈网络240具有连接到电压源210的第一端的第一端，接地的第二端，以及用于提供被标记为“βFVI”的信号的输出端。反馈网络250包括分压器252、电阻器254和电容器256。分压器252具有连接到电压源210的第一端的第一端，接地的第二端，以及输出端。电阻器254具有连接到分压器252的输出端的第一端，用于提供被标记为“βFVF”的信号的第二端。电容器256具有连接到电阻器254的第二端的第一端，以及接地的第二端。反馈网络260具有连接到二极管218的阴极的第一端，接地的第二端，以及用于提供被标记为“βVVO”的信号的输出端。
控制电路270包括模拟斜面反馈(ERF)发生器272，滞回比较器280，以及非重叠驱动器290。ERF发生器272包括运算跨导放大器(OTA)273-275和电阻器278,每个运算跨导放大器被标记为“gm”。跨导放大器273具有用于接收被标记为βVVO的信号的输入端和输出端。跨导放大器274具有用于接收信号βFVI的输入端,以及连接到跨导放大器273的输出端的输出端。跨导放大器275具有用于接收信号“βFVF”的输入端,以及连接到跨导放大器273和274的输出端的输出端。电阻器278具有连接到跨导放大器273-275的输出端的第一端，以及接地的第二端。滞回比较器280具有连接到跨导放大器273-275的输出端的非反相输入端，用于接收被标记为“VREF”的参考电压的反相输入端，以及输出端。非重叠驱动器290具有连接到滞回比较器280的输出端的输入端，以及连接到开关216的控制端的输出端。
在操作中，升压调节器200的控制电路270仅由三个部分构成，包括模拟斜面反馈(ERF)发生器272、滞回比较器280和非重叠驱动器290。ERF电流检测技术的目的是合成与电感器电流的小信号和输出电压的DC电平同相的斜面。这种电流检测技术由一个RC网络和一个ERF发生器组成。
升压调节器200不需要电流检测或任何定时生成。不过，升压调节器200需要三个OTA，这导致大静态电流，并且可以使用566千赫(kHz)的开关速度来实施。
图3示出使用根据本发明的实施例的滞回升压变换器的功率变换器300的局部框图和局部示意图。功率变换器300通常包括电感器310、低侧开关312、二极管314、输出电容器316、负载318和控制电路320。电感器310具有用于接收被标记为“VIN”的输入电压的第一端和第二端。低侧开关312具有连接到电感器310的第二端的第一端，接地的第二端，以及控制端。二极管314具有连接到电感器310的第二端的阳极，用于提供被标记为“VOUT”的输出电压的阴极。电容器316具有连接到二极管314的阴极的第一端，以及接地的第二端。负载318被示为纯电阻性负载，其具有连接到二极管314的阴极的第一端，以及接地的第二端。
控制电路320包括反馈网络330、积分器340、纹波模拟器350、滞回比较器360和一组非重叠驱动器370。反馈网络330包括电容器332、电阻器334和电阻器336。电容器332具有连接到二极管314的阴极的第一端和第二端。电阻器334具有连接到二极管314的阴极的第一端，以及连接到电容器332的第二端的第二端。电阻器336具有连接到电容器332和电阻器334的第二端的第一端，以及接地的第二端。
积分器340包括运算放大器342和电容器344。运算放大器342具有连接到电容器332和电阻器334的第二端的反相输入端，用于接收被标记为“VREF”的参考电压的非反相输入端,用于提供被标记为“VERROR”的信号的输出端。电容器344具有连接到运算放大器342的反相输入端的第一端，以及连接到运算放大器342的输出端的第二端。
纹波模拟器350包括电阻器352和电容器354。电阻器352具有第一端和第二端。电容器354具有连接到电阻器352的第二端的第一端和连接到运算放大器的反相输入端的第二端。
滞回比较器360具有用于接收VERROR信号的连接到运算放大器342的输出端的反相输入端，用于接收分别被标记为“VH”和“VL”的高滞回阈值和低滞回阈值的非反相输入端,以及用于提供被标记为“COMP_OUT”的信号的输出端。
非重叠驱动器370具有连接到滞回比较器360的输出端的输入端，用于提供被标记为“LSS”的切换信号的连接到低侧开关312的控制输入端的第一输出端,以及用于提供被标记为“VR”的信号的连接到电阻器352第一端的第二输出端，信号“VR”表示切换信号LSS的电压。
功率变换器300实施受积分器340控制的升高DC-DC(即，升压)变换器，所述积分器340通过与纹波模拟器350和滞回比较器360组合的反馈网络330监测VOUT。流入积分器340的电流(IC)等于来自反馈网络330的电流(IFB)和来自纹波模拟器350的电流(IR)的总和:
IC＝IR+IFB[1]
功率变换器300基于慢反馈路径(DC调节)和快反馈路径(负载瞬时响应)控制。慢反馈路径由波纹模拟器350提供，而快反馈路径由使用作为前馈电容器工作的电容器332的反馈网络330提供。
图4示出与图3的功率变换器300的慢反馈路径相关联的时序图400。在图4中，水平轴线表示以纳秒(ns)为单位的时间，以及垂直轴线表示视情况而定可能是以伏特或安培为单位的各种信号的幅度。时序图400示出感兴趣的五个信号，包括VR、IL、VERROR、COMP_OUT和VFB。
图4还示出各种感兴趣的时间点，包括被标记为“t0”、“t1”、“t2”、“t3”、“t4”和“t5”的时间,其分别描绘对应于低侧开关312的接通和关断时间的接通和关断阶段。在接通阶段，例如在时间t0与t1、t2与t3、t4与t5期间，非重叠驱动器370提供高压信号LSS以闭合低侧开关312，并且也向纹波模拟器350提供高电平信号VR。在接通阶段，电感器电流IL上升，电流IR和IC是正的，并且信号VERROR下降直到其达到低阈值电平VL。当VERROR变得小于VL时，滞回比较器360切换其输出至逻辑高电平，导致非重叠驱动器370去激励信号LSS,并且功率变换器300开始关断阶段。
在关断阶段，例如在时间t1与t2、t3与t4期间以及t5后,非重叠驱动器370提供逻辑低电压的信号LSS以断开低侧开关312,并且也向纹波模拟器350的第一输入端提供逻辑低电平的信号VR。电感器电流IL在关断阶段下降，电流IR和IC是负的，并且信号VERROR增加直到其达到高阈值VH。当VERROR超出高阈值VH时,功率变换器300再次切换到接通阶段。
在接通阶段，当低侧开关312接通时，电感器310中的电流在增加，因此，电压VR被施加到纹波模拟器350，导致电容器344中的电流增加和信号VERROR的减少。
当误差电压跨过滞回比较器360的阈值低VL时,比较器触发且LSS被关断，意味着TON阶段的结束，并且如果高侧开关(HSS)被用于代替二极管314,HSS被接通，意味着TOFF阶段的开始。
图5示出与图3的功率变换器300的快反馈路径相关联的时序图500。在图5中，水平轴线表示以ns(纳米)为单位的时间，以及垂直轴线表示以伏特为单元的各种信号的幅值。时序图500示出感兴趣的四个信号，包括LSS、VERROR、COMP_OUT和VFB。
图5还示出感兴趣的相同时间点，包括时间“t0”、“t1”、“t2”、“t3”、“t4”和“t5”,其分别描绘对应于低侧开关312的接通阶段和低侧开关312的关断阶段的接通和关断阶段。在接通阶段，例如在时间t0与t1、t2与t3、t4与t5期间，非重叠驱动器370提供逻辑高电平的信号LSS以闭合低侧开关312。由于低侧开关312工作以增加IL,其也减小VOUT并且也减小VFB和IFB。IFB的这种下降减小VERROR直到在时间t1,VERROR小于低阈值电平VL。
在负载电流增加时，信号VOUT的下降加速电容器344直至电容器332中的电流下降。因此，接通阶段将被延长，并且关断阶段将会缩短，导致更多的能量被存储在电感器中。在下一个周期期间，信号VOUT将被恢复。当VERROR再次超出高阈值VH时,功率变换器300切换至接通阶段。
响应瞬态负载，例如当负载从轻负载条件切换至满负载条件时，信号VOUT突然下降。VOUT的突然下降导致电流IFB增加,这导致VERROR更缓慢减小，并因此延长接通时间，使得新接通时间在t0和被标记为“t1'”的新时间之间。因此，快反馈路径改善功率变换器300的负载瞬态响应。
功率变换器300还提供“生态模式”。在轻负载工作时，二极管314阻止来自电感器310的负电流(即，以从其第二端到第一端的反方向流动的电流)。在替代实施例中，二极管314可以被同步整流器替代。在同步版本，过零检测器使用过零检测阻止反向电流流动，以关断同步整流器(即HSS)。在任一情况下，在接通阶段所存储的能量没有被负载完全吸收，并且输出电压在关断阶段增加。输出电压的上升增加电容器344中的电流，因此，下一个接通阶段将缩短，而关断阶段将延长。当功率变换器300将接通阶段减到最小时，继续增加关断阶段，以便保持输出调节，并且工作频率自然会降低。因此，功率变换器300通过降低开关损耗提高负载效率。
因此，功率变换器300包括电流纹波模拟器以避免需要电流检测，从而提高变换器效率。该功率变换器仅使用一个运算放大器，进一步降低静态电流。此外，功率变换器300具有嵌入的“生态模式”，其使用具有良好负载瞬态响应的单回路系统。
上面公开的主题应被认为是说明性的而不是限制性的，并且随附的权利要求旨在覆盖所有此类更改、增强以及落入权利要求的实质范围内的其它实施例。例如，在其它实施例中，二极管314可以被同步整流器替代。而且，升压DC-DC变换器可以使用用于高侧开关和低侧开关的驱动器来形成。
在一种形式中，使用滞回升压架构的功率变换器包括电感器，该电感器具有用于接收输入电压的第一端以及第二端，低侧开关，该低侧开关具有耦接到电感器的第二端的第一端，耦接到电源电压端的第二端，以及用于接收切换信号的控制端，整流器，该整流器具有耦接到电感器的第二端的第一端，以及用于提供输出电压的第二端，耦接在整流器的第二端与电源电压端之间的输出电容器，以及控制电路，该控制电路具有耦接到整流器第二端的输入端，以及用于提供切换信号的耦接到开关控制端的输出端，其中，该控制电路基于慢反馈路径和快反馈路径利用滞回现象提供切换信号。根据一个方面，快反馈路径包括前馈电容器。根据另一方面，功率变换器包括整流器，并且该整流器包括二极管。
在另一形式中，控制电路与具有电感器的功率变换器一起使用，且开关响应于切换信号切换电感器以调节功率变换器的输出电压。控制电路包括响应于输出电压的平均值提供纹波信号的慢反馈路径、响应于输出电压提供反馈信号的快反馈路径、响应于反馈信号和纹波信号的总和提供误差信号的积分器、响应于误差信号与阈值电压的比较提供比较输出信号的比较器、以及响应于比较输出信号提供切换信号的驱动电路。根据一个方面，比较器包括滞回比较器。
因此，在法律所允许的最大范围内，本发明的范围由随附权利要求及其等效要求的最广义许可的解释来确定，并且不应受前面的具体实施方式约束或限制。

Claims (10)

1.一种使用滞回升压架构的功率变换器，所述功率变换器包括：
电感器，所述电感器具有用于接收输入电压的第一端，以及第二端；
低侧开关，所述低侧开关具有耦接到所述电感器的第二端的第一端、耦接到电源电压端的第二端、以及用于接收切换信号的控制端；
整流器，所述整流器具有耦接到所述电感器的第二端的第一端，以及用于提供输出电压的第二端；
输出电容器，所述输出电容器耦接在所述整流器的第二端与所述电源电压端之间；以及
控制电路，所述控制电路具有耦接到所述整流器的第二端的输入端，以及耦接到所述开关的控制端用于提供所述切换信号的输出端，其中所述控制电路利用基于慢反馈路径和快反馈路径的滞回现象提供所述切换信号。
2.如权利要求1所述的功率变换器，其中所述慢反馈路径包括纹波模拟电路，所述纹波模拟电路具有用于接收对应于所述切换信号的电压的输入端，以及用于提供反馈信号的输出端，所述反馈信号表示由所述切换信号引起的纹波电压。
3.如权利要求2所述的功率变换器，其中所述慢反馈路径包括：
电阻器，所述电阻器具有用于接收对应于所述切换信号的电压的第一端，和第二端；以及
电容器，所述电容器具有耦接到所述电阻器的第二端的第一端，以及用于提供所述反馈信号的第二端，所述反馈信号表示由所述切换信号引起的纹波电压。
4.如权利要求1所述的功率变换器，其中所述快反馈路径包括反馈网络，所述反馈网络具有耦接到所述整流器的第二端的输入端，以及用于提供响应于所述输出电压的反馈信号的输出端。
5.如权利要求4所述的功率变换器，其中所述反馈网络包括：
前馈电容器，所述前馈电容器具有耦接到所述整流器的第二端的第一端，以及用于提供所述反馈信号的第二端；
第一电阻器，所述第一电阻器具有耦接到所述整流器的第二端的第一端，以及耦接到所述前馈电容器的第二端的第二端；以及
第二电阻器，所述第二电阻器具有耦接到所述第一电阻器的第二端和所述电容器的第二端的第一端，以及耦接到所述电源电压端的第二端。
6.如权利要求1所述的功率变换器，其中所述控制电路包括：
反馈网络，所述反馈网络用于提供表示所述输出电压的第一反馈信号；以及
纹波模拟电路，所述纹波模拟电路用于提供表示由所述切换信号引起的纹波电压的第二反馈信号；
积分器，所述积分器基于所述第一反馈信号和第二反馈信号提供其输出；以及
滞回比较器，所述滞回比较器具有耦接到所述积分器的输出端的第一输入端，用于接收至少一个参考电压的第二输入端，以及输出端；以及
驱动电路，所述驱动电路具有耦接到所述滞回比较器的输出端的输入端，以及用于提供所述切换信号的输出端。
7.一种与功率变换器一起使用的控制电路，所述功率变换器具有电感器和开关，所述开关响应于切换信号切换电感器以调节所述功率变换器的输出电压，所述控制电路包括：
慢反馈路径，所述慢反馈路径响应于所述输出电压的平均值提供纹波信号；
快反馈路径，所述快反馈路径响应于所述输出电压提供反馈信号；
积分器，所述积分器响应于所述反馈信号和纹波信号的总和提供误差信号；
比较器，所述比较器提供响应于所述误差信号和阈值电压的比较的比较输出信号；以及
驱动电路，所述驱动电路响应于所述比较输出信号提供所述切换信号。
8.如权利要求7所述的功率变换器，其中所述慢反馈路径包括：
电阻器，所述电阻器具有用于接收对应于所述切换信号的电压的第一端，和第二端；以及
电容器，所述电容器具有耦接到所述电阻器的第二端的第一端，以及用于提供所述纹波信号的第二端；
9.如权利要求7所述的功率变换器，其中所述快反馈路径包括：
第一电阻器，所述第一电阻器具有用于接收所述输出电压的第一端，以及提供所述反馈信号的第二端；
电容器，所述电容器具有用于接收所述输出电压的第一端，和耦接到所述第一电阻器的第二端的第二端；以及
第二电阻器，所述第二电阻器具有耦接到所述第一电阻器第二端和所述电容器第二端的第一端，以及耦接到所述电源电压端的第二端。
10.如权利要求7所述的功率变换器，其中所述比较器包括滞回比较器。
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