CN116707304A - 一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质 - Google Patents

一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质 Download PDF

Info

Publication number
CN116707304A
CN116707304A CN202310224325.7A CN202310224325A CN116707304A CN 116707304 A CN116707304 A CN 116707304A CN 202310224325 A CN202310224325 A CN 202310224325A CN 116707304 A CN116707304 A CN 116707304A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
signal
identification
time
feedback
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202310224325.7A
Other languages
English (en)
Inventor
杨子庆
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Suzhou Inspur Intelligent Technology Co Ltd
Original Assignee
Suzhou Inspur Intelligent Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Suzhou Inspur Intelligent Technology Co Ltd filed Critical Suzhou Inspur Intelligent Technology Co Ltd
Priority to CN202310224325.7A priority Critical patent/CN116707304A/zh
Publication of CN116707304A publication Critical patent/CN116707304A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0041—Control circuits in which a clock signal is selectively enabled or disabled
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明属于计算机领域，具体设计一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质。其中方法包括：获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压；基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号；通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号，并通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出。通过本发明提出的一种涟波控制降压稳压器优化方法可有效改善电路的稳定性。

Description

一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质
技术领域
本发明属于计算机领域，具体设计一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质。
背景技术
因近年来，携带式电子设备的兴起在切换式降压转换器中需要提升重负载和轻负载的效率以利于增加电池使用时间，这是可携带式电子设备设计中最主要的关注点。脉波频率调度(PFM)相较于传统的脉波宽度调变(PWM)更适用于此，因为PWM其架构复杂且消耗功率远大于PFM且在轻载时PWM所造成的切换损耗远大于PFM。PFM中的固定导通时间控制，其中固定导通时间控制有一些问题分别是输出电压偏移、切换频率因抽载电流同不同而不同、寄生电容电阻过小会造成系统稳定性、快速瞬时响应等等问题。
简单的涟波控制无需任何复杂的补偿电路便具有低成本的优势。特别是由于使用了比较器，系统带宽很宽可确保快速的瞬时响应。此外当在轻负载时无需输出额外的复杂频率调变器，即可根据输出负载条件通过零电流检测器自动调节切换频率。换句话说该转换器由可变频率调变(VFM)控制以节省大量开关功率损耗，从而在携带式电力电子设备的轻负载条件下实现高功率转换效率。因此涟波控制架构已成为许多电源管理设计中的合适选择。
但是涟波控制架构具有一些实际问题和限制，如下所示：
1.由于输出电容的选择约束，在次谐波不稳定性和输出电压涟波之间进行平衡。
2.由Clock特性的开关频率定义不当引起的EMI(恒定频率控制除外)。
3.低抗扰动能力引起的抖动行为。
4.低增益和直接用输出峰值或底边进行控制导致的直流调节不准确。
因此，亟需一种有效方法来解决上述问题。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出一种涟波控制降压稳压器优化方法，包括：
获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压；
基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号；
通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号，并通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出。
在本发明的一些实施方式中，获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压包括：
通过第一预定电路获取电感输入电流的标识电压；
通过第二预定电路基于所述标识电压和所述回授电压得到直流信号。
在本发明的一些实施方式中，获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压包括：
将所述标识电压、回授电压以及所述直流信号输入到数位微分分析器得到综合电压。
在本发明的一些实施方式中，基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号包括：
将所述综合电压和所述参考电压输入到预定的比较器并通过预定的比较器得到电压变化信号。
在本发明的一些实施方式中，通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号包括：
将所述电压变化信号输入到导通时间产生器，并通过导通时间产生器基于所述电压变化信号按照预定的判断逻辑决定是否生成导通信号。
在本发明的一些实施方式中，通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出包括：
将所述导通信号输入到截止时间产生器，并通过截止时间产生器基于所述导通信号按照预定判断逻辑决定是否产生截止信号；
响应于产生截止信号，将所述截止信号发送给降压稳压器。
在本发明的一些实施方式中，通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出包括：
将降压稳压器输出的驱动信号和电感输入电流信号输入到零电流侦测电路得到零电流信号，并将所述零电流信号输入到降压稳压器。
本发明的另一个方面还提出一种涟波控制降压稳压器优化系统，包括：
电压侦测模块，所述电压侦测模块配置用于获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压；
电压比较模块，所述电压比较模块配置用于基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号；
电压调控模块，所述电压调控模块配置用于通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号，并通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出。
本发明的又一方面还提出一种计算机设备，包括：
至少一个处理器；以及
存储器，所述存储器存储有可在所述处理器上运行的计算机指令，所述指令由所述处理器执行时实现上述实施方式中任意一项所述方法的步骤。
本发明的再一方面还提出一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述实施方式中任意一项所述方法的步骤。
通过本发明提出的一种涟波控制降压稳压器优化方法可有效改善电路的稳定性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种涟波控制降压稳压器优化方法流程示意图；
图2为本发明实施例提供的一种涟波控制降压稳压器优化系统结构示意图；
图3为本发明实施例提供的一种计算机设备的结构示意图；
图4为本发明实施例提供的一种计算机可读存储介质的结构示意图。
图5为本发明实施例提供的降压器之迟滞电压控制电路结构示意图；
图6为本发明实施例提供的迟滞电压控制电路波形示意图；
图7为本发明实施例提供的DCM/CCM在迟滞电压控制电路示意图示意图；
图8为本发明实施例提供的降压器之固定导通时间控制电路(b)涟波控制架构详图示意图；
图9为本发明实施例提供的固定导通时间控制电路波形示意图；
图10为本发明实施例提供的降压器之固定关闭时间控制电路示意图；
图11为本发明实施例提供的DCM/CCM在固定导通时间控制电路示意图；
图12为本发明实施例提供的固定关闭时间控制电路波形示意图；
图13为本发明实施例提供的DCM/CCM在固定关闭时间控制电路示意图；
图14为本发明实施例提供的改良型涟波控制整体架构图示意图；
图15为本发明实施例提供的Sample&Hold电路图示意图；
图16为本发明实施例提供的(a)并联两个RC滤波器架构VSUM的波型(b)改良型涟波控制器VSUM的波型示意图；
图17为本发明实施例提供的(c)改良型涟波控制器电路仿真示意图；
图18为本发明实施例提供的DDA电路示意图；
图19为本发明实施例提供的在不同抽载下输出电压的变化示意图；
图20为本发明实施例提供的调压结果示意；
图21为本发明实施例提供的调压结果示意；
图22为本发明实施例提供的两种不同架构的Constant-Gm电路示意图；
图23为本发明实施例提供的两种不同架构的转移函数推导示意图
图24为本发明实施例提供的迟滞电压比较器电路图；
图25迟滞比较器进行时比较的动态电流图(a)当VIN越来越负的动态电流(b)当VIN越来越正的动态电流；
图26为本发明实施例提供的(a)为转换器中没有加上零电流侦测的电感电流波形(b)为转换器中加上零电流侦测的电感电流波形；
图27为本发明实施例提供的转换器中加上零电流侦测的架构；
图28为本发明实施例提供的PowerMOS充放电时不同路径的路径(a)对电感充电(b)对电感放电(c)两个MOS都关掉时LC震荡的路径(d)LC震荡的波形图；
图29为本发明实施例提供的(a)利用逻辑闸的零电流侦测(b)利用Level Shifter的零电流侦测示意图；
图30为本发明实施例提供的零电流侦测控制讯号示意图；
图31为本发明实施例提供的两种不同零电流侦测架构下的电感电流(a)为利用逻辑闸的零电流侦测(b)为利用Level Shifter的零电流侦测示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明实施例进一步详细说明。
本发明旨在解决涟波控制降压稳压器的稳定性问题。在传统的实现方式上，DC-DC转换器的控制方法可以简单地分为三种：电流模式控制，电压模式控制和涟波控制。
脉波宽度调变(PWM)中电流模式或电压模式的瞬时响应受带宽大小限制，一般来说补偿技术决定了转换器的稳定性和调节输出电压的性能。相比之下，涟波控制架构具有快速瞬时响应的优势，同时无需任何复杂的补偿电路即可保持系统稳定性。涟波控制架构的另一个优点是结构简单，因而静态电流低，这可以延长携带式电子设备的电池使用时间。
近年来，携带式电子设备需要提升重负载和轻负载的效率以利于增加电池使用时间，这是携带式电子设备设计中最主要的关注点。涟波控制架构可运用于此，因为其快速的瞬时响应和高效率分别满足高Slew Rate和宽负载电流范围的规格。例如固定导通时间控制是涟波控制架构技术之一，在负载电流变化的情况下具有快速瞬时响应和高效率的特点。
固定导通时间控制在稳定状态下，导通及关闭时间大致保持恒定，因此转换器表现为伪恒定频率。当负载电流下降时，可以自动延长关闭时间以提高效率。在任何负载电流变化的情况下，关闭时间跟负载电流成反比，以实现快速的瞬时响应。快速的瞬时响应以及轻载时的高效率以满足携带式电子产品的需求而成为一种众所皆知的控制技术。
迟滞电压控制的降压转换器的架构。比较器中的迟滞窗口(VH)可以确定输出端的DC电压和输出电压涟波。在稳定状态下，输出电压被限制在定义的迟滞窗口内。传统的迟滞电压控制电路如图5所示。
图6说明了回授电压(VFB)，驱动讯号(VG)，电感电流(IL)和输出负载条件(ILoad)的波形。将VFB与上下边界VREF和VREF+VH分别进行比较，可以确定导通时间和关闭时间，其中VH是比较器迟滞后的窗口。当转换器在导通时，PowerMOS导通以将能量存储在电感中。因此IL增大并导致VOUT和VFB增大。当VFB超过值VREF+VH时，导通时间结束此时转换器切换到关闭时间。换句话说，PowerMOS关闭以将存储在电感中的能量释放到输出。因此IL减小并导致VOUT和VFB减小。当VFB小于VREF时，关闭时间结束，以在下一个开关周期中重复另一个导通时间。
当负载电流从轻到重的变化时，VOUT会产生Undershoot电压此时导通时间延长，直到VFB超过VREF+VH。反之由轻到重负载变化的情况下，VOUT会产生Overshoot电压此时会延长关闭时间，，并防止多余的能量传递到输出。当VFB小于VREF时，关闭时间结束，，导通时间再次开始。由于有效地控制输出，因此开/关时间的延长可以加快瞬时响应。与脉波宽度调变(PWM)相比，涟波控制架构中的迟滞电压模式即使在轻到重负载或重到轻负载的瞬时响应期间，也可以立即将等效周期调整为100％或0％。对于PWM，TON的变化速度取决于系统闭回路的UGF，并且TON时间只能根据误差放大器的输出电压的缓慢变化逐渐增大或减小。具体而言迟滞电压控制模式可实现快速瞬时响应。
迟滞电压控制模式的开关频率(FSW)用等式表示Eq(1.1)。迟滞电压控制模式的主要缺点是FSW的变化很大，该变化是由输出电容的RESR、电感以及输入和输出电压所引起的。有效迟滞窗口VH(eff)考虑了非理想的影响可以用Eq(1.2)表示。
因此与其他利用Clock的控制技术相比，因为开关频率会随着负载电流不同而改变所以很难定义切换频率，因此迟滞电压控制模式不适用于对EMI敏感的电路。如图8所示，在连续导通模式(CCM)的情况下切换频率和输出电压波形与不连续导通模式(DCM)时有所不同。在DCM的情况下，电感电流在下一个导通时间开始之前重置为零。假设输出电容的RESR足够大，在VOUT和IL之间具有同相的关系，则迟滞窗口VH的恒定值其表示恒定的导通时间TON，而向电感提供了恒定的功率TON1＝TON2＝TON3。相较之下，在轻负载的情况下关闭时间大于重负载下的关闭时间此时开关频率会明显降低，则能量消耗会降低。如果设置了恒定的开启时间，则关闭时间会延长；换句话说，TOFF1<TOFF2<TOFF3因此开关频率降低；换句话说，FSW1>FSW2>FSW3。因此减少了开关损耗以提高功率转换效率。
迟滞电压控制模式具有简单的结构和快速的瞬时响应。但是确定迟滞窗口VH以达到预期规格并确定输出电压涟波与调节性能之间的折衷是复杂的，因为输出电压涟波和开关频率主要取决于VH、VIN、VOUT、L和几个寄生组件。
图8中(a)显示了导通时间控制降压转换器的架构，在图8中(b)显示涟波控制架构可分为一个比较器和导通时间产生器其中包含了SRLatch和一个恒定的导通时间，它们分别用于确定导通时间和关闭时间。在导通时间内不断增加电感电流导致VOUT和VFB同时增加。在恒定导通时间并且导通时间结束后便开始关闭时间。同样，电感电流的下降会导致VOUT和VFB下降。当VFB低于VREF时，比较器输出一个从低到高的讯号，以结束关闭并启动下一个导通时间。
图9显示固定导通时间控制电路波形。从轻到重负载变化时，在VOUT和VFB会出现Undershoot电压。一旦VFB小于VREF，导通时间立即开始。在每个导通时间之间产生最小关闭时间，会连续触发几个恒定导通时间，直到VFB再次高于VREF。相较之下从重到轻负载变化时，在VOUT和VFB会出现Overshoot电压所以TOFF时间得延长，以确保多余的能量可以释放给输出负载。因此在负载瞬时响应期间透过延长导通时间或关闭时间益于输出电容快速充电或放电。相较于与误差电压放大器进行脉波宽度调变控制来逐步调整导通时间相比更可以实现快速的瞬时响应。
如果使用恒定的导通时间，则瞬时响应和Overshoot电压中最坏的情况是在导通时间段内突然释放负载，因为在预定义的恒定导通时间到期之前，导通时间无法立即终止会导致有较大的Overshoot电压，并在输出端带有多余的能量。特别提到Overshoot电压可能在奈米制程中对后端电路造成永久性损坏。
其中CCM和DCM中的开关频率用Eq(1.3)和Eq(1.4)来表示，分别为：
在没有任何内部Clock发生的情况下，可以透过VIN、VOUT和TON轻松定义CCM操作中的开关频率FSW。如果确定了预定义的导通时间，则CCM中的FSW可以保持恒定。相较之下DCM中的FSW与输出负载条件ILoad成正比，这类似于脉冲频率调变(PFM)控制。
图10显示了轻载时切换频率降低而导致开关功率损耗降低。因在恒定导通时间下电感电流增加到相同的峰值并感应出相同的能量，该能量被传送到输出电容。在VFB达到VREF之前，输出电容主要为输出负载提供能量。图10显示在轻负载条件下会延长关闭时间(TOFF1<TOFF2)，因为在轻负载(TZC1<TZC2)时功耗会变慢，因此如果在一个恒定的导通时间(TON1＝TON2)中将相同的能量存在电感中，则应延长开关周期(TSW1<TSW2)。当负载电流连续减少时，延长的开关周期意味着切换频率不断降低(FSW2<FSW1)，并降低了开关功率损耗，以实现高功率效率。
固定导通时间控制的优点为该转换器在DCM的操作下切换频率会有明显的下降以节省功率损耗，而无需添加任何模式控制电路。这样由于其在轻负载下的省电能力，固定导通时间控制在最近的携带式电子设备中已众所周知。
图11显示了固定关闭时间控制降压转换器的架构。与固定导通时间相比固定关闭时间控制使用一个恒定关闭时间而不是恒定导通时间。因此比较器比较VFB和VREF以确定导通时间。在导通时间内电感电流的增加导致VOUT和VFB的增加。当VFB超过VREF时，可以确定RSET讯号决定导通时间结束进而开始关闭时间进行放电以至于VOUT和VFB减小。恒定的关闭时间提供了预定义的关闭时间，以便在关闭时间结束时确定SET讯号以便转换器可以启动下一个导通时间。假设关闭时间是恒定的，则稳态下的开关频率可以在很小的范围内变化。在恒定的关闭时间控制下，导通时间也会随着抽载大小而变化，以满足转换率和负载条件的要求。这表明无法降低开关频率以提高效率并延长电池使用时间，因为在DCM操作中导通时间周期缩短了。因此固定关闭时间控制似乎不适用于携带式电子设备，因为该控制具有恒定的关闭时间周期并且不能提高效率。
图12显示了稳态和瞬时响应波形。从轻到重负载变化时，VOUT和VFB的Undershoot电压会触发导通时间直到VFB高于VREF。相比之下，在重到轻负载变化的情况下，转换器以预定义的关闭时间运行并加上最小的导通时间。换句话说与迟滞电压控制模式相比，恒定关闭时间控制在轻到重负载变化时表现与迟滞电压控制模式负载变化有相同的性能，而在重到轻负载变化时表现与迟滞电压控制模式来比就变的很慢。但是与误差电压放大器的PWM控制相比，在负载瞬时期间立即调整适当的功率传输路径仍然可以在导通时间和关闭时间可调的情况下在输出电容上快速充电和放电。
固定关闭时间控制的缺点是，在轻负载时导通时间周期减少导致切换频率会增加。因此固定关闭时间控制不适用于携带式电子设备。此外如果恒定关闭时间中从轻到重负载的变化，另一个缺点有较大的Undershoot电压和输出端能量不足。在输出稳态下CCM操作中的开关频率推导为：
Eq(1.5)表明，如果众所周知VIN、VOUT和TOFF，则无需任何内部Clock产生器即可轻松设计切换频率并保持恒定。但当转换器在DCM中运行时，在轻负载条件下会导致较高的切换频率。DCM中的切换频率用Eq(1.6)表示，基于电感器电压-秒平衡的原理：
图13显示，由于导通时间为恒定的关闭时间(TOFF1＝TOFF2)，导通时间缩短(TON1>TON2)导致较低的电感电流峰值与相对应的负载电流降低。每个开关周期。输出电容能量存储和释放可以处于平衡状态。因此可以调节输出电压。但是轻负载时开关频率的增加(FSW1<FSW2)导致较高的开关功率损耗降低功率转换效率。
固定关闭时间控制具有良好的瞬时响应和简单的结构，可用于设计CCM中的切换频率。但是固定关闭时间控制在DCM中显示出较差的转换效率。相比之下固定关闭时间控制的峰值电压控制在用于商用发光二极管(LED)驱动器的功率转换器中可以具有恒定的电流驱动能力，因为LED需要恒定的电流驱动控制。
总的来说简单的涟波控制无需任何复杂的补偿电路便具有低成本的优势。特别是由于使用了比较器，系统带宽很宽可确保快速的瞬时响应。此外当在轻负载时无需输出额外的复杂频率调变器，即可根据输出负载条件通过零电流检测器自动调节切换频率。换句话说该转换器由可变频率调变(VFM)控制以节省大量开关功率损耗，从而在携带式电力电子设备的轻负载条件下实现高功率转换效率。因此涟波控制架构已成为许多电源管理设计中的合适选择。
但是涟波控制架构具有一些实际问题和限制，如下所示：
1.由于输出电容的选择约束，在次谐波不稳定性和输出电压涟波之间进行平衡。
2.由Clock特性的开关频率定义不当引起的EMI(恒定频率控制除外)。
3.低抗扰动能力引起的抖动行为。
4.低增益和直接用输出峰值或底边进行控制导致的直流调节不准确。
如图1所示，为解决上述问题本发明提出一种涟波控制降压稳压器优化方法，包括：
步骤S1、获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压；
步骤S2、基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号；
步骤S3、通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号，并通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出。
在本发明的实施例中，如图14所示电源的标识电压是指图中的VSEN电压，回授电压为VFB电压。综合电压为图中的VSUM电压。参考电压为图中的VREF，导通信号为VON。
在步骤S1中，如图14所示通过RC(滑动变阻RS和CS组成的第一个RC滤波器)滤波电路产生标识电压VSEN然后将回授电压VFB和VSEN输入Sample&Hold电路中到通过Sample&Hold电路中的第二个RC滤波电路从VSEN中得到直流信号VWT。通过在数位微分分析器输入VWT、VSEN、VFB和VSUM得到综合电压VSUM。
在步骤S2中，如图14所述，将VSUM电压信号和预设的参考电压VREF进行比较得到电压变化信号。
在步骤S3中，将电压变化信号输入到导通时间产生器，即图中On-timeGenerator。产生导通信号VON，通过VON控制电源的工作。
在本发明的一些实施方式中，获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压包括：
通过第一预定电路获取电感输入电流的标识电压；
通过第二预定电路基于所述标识电压和所述回授电压得到直流信号。
在本发明的一些实施方式中，获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压包括：
将所述标识电压、回授电压以及所述直流信号输入到数位微分分析器得到综合电压。
在本实施例中，如图14所示，得到VSEN、VWT、VFB和VSUM。分别输入到数位微分分析器(图中DDA，Differential Difference Amplifier，数位微分分析器)的V1+、V1-、V2+、V2引脚，数位微分分析器是集成好的IC芯片。
在本发明的一些实施方式中，基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号包括：
将所述综合电压和所述参考电压输入到预定的比较器并通过预定的比较器得到电压变化信号。
在本实施例中，如图14所示，数位微分分析得到的综合电压信号输入到比较器(CMP)中和参考电压VREF进行对比以得到电压变化信号。
在本发明的一些实施方式中，通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号包括：
将所述电压变化信号输入到导通时间产生器，并通过导通时间产生器基于所述电压变化信号按照预定的判断逻辑决定是否生成导通信号。
在本实施例中导通时间产生器对输入的电压变化信号按照预设的条件进行判断，若满足则产生导通信号。
在本发明的一些实施方式中，通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出包括：
将所述导通信号输入到截止时间产生器，并通过截止时间产生器基于所述导通信号按照预定判断逻辑决定是否产生截止信号；
响应于产生截止信号，将所述截止信号发送给降压稳压器。
在本实施例中，如图14所示，导通时间产生器On-timeGenerator，产生的导通信号VON同时输入到截止时间产生器Min.Off-time Generator中。有截止时间产生器根据导通信号的大小判断是否产生截止信号，如果满足产生截止信号的条件，则产生截止信号VOFF，并将介质信号发送给降压稳压器的控制逻辑和驱动模块，即图中的ControlLogic&Driver。
在本发明的一些实施方式中，通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出包括：
将降压稳压器输出的驱动信号和电感输入电流信号输入到零电流侦测电路得到零电流信号，并将所述零电流信号输入到降压稳压器。
在本实施例中，，本实施例中还设有零电流侦测模块，如图14中的Zero CurrentDetector，并将ControlLogic&Driver输出的驱动信号VGP输入到Zero Current Detector，同时将电感输入电流信号VLX输入到Zero Current Detector中，由Zero Current Detector根据二者的差异按照预设的条件值判断是否产生零电流信号VZCD。并将电流信号VZCD输入到ControlLogic&Driver控制降压稳压器的驱动信号。
实施例：
图14显示了此架构修改了先前的架构解决输出电压偏移以及利用波形追踪控制来改善瞬时响应，由RS和CS组成的第一个RC滤波器产生VSEN，使用了额外图15的Sample&Hold电路再利用第二个RC滤波器提取VSEN中的DC讯号VWT。
与先前架构如图16中(a)因为VFB和VSUM的底边不相等，导致有输出电压偏移，此电路架构解决输出电压偏移如图16中的(b)因让VFB和VSUM的底边相等解决输出电压偏移，因此图18VSUM的底边通过回授路径中的比较器在VREF进行调变及可实现输出电压精确的调节。
如果要零输出电压偏移，本架构利用图15中的Sample&Hold电路将VSEN(DC)下降约可写成其值为VWT，接着将图18中的DDA接成负回授其关系式为其中DDA四个端点分别接到VSEN、VWT、VFB、VSUM来完成Eq(2.1)：
VSUM＝VFB+[VSEN-VWT] (2.1)
其中VSEN＝VSEN(DC)+VSEN(AC)整理可写成：
如图19显示在不同抽载下VSUM的底边依旧等于VFB的底边及可消除输出电压偏移，利用额外的CF路径以及Sample&Hold电路来实现输出电压精确的调节。
接下来是电路中的偏压电路(Constant-Gm)，如图22为基本的Constant-Gm电路，假设λ＝0，IOUT＝IREF，VGS1＝VGS2+ID2RS依照电路分析可以写成Eq(2.2)：
假设VTH1＝VTH2且忽略Body effect可以改写成Eq(2.3)：
基本的Constant-GM如图22中(a)会有Body effect的问题所以我们改成图22中的(b)的架构来解决，依据Eq(2.4)可看出当K＝1时，IOUT＝∞此时当M2的Size要比M1大于1倍，依据Eq(2.4)可以看出，当K＝4时可看出不会受到制程变异、电压及温度的变化。
ID1＝ID2
VGS1＝VGS2+ID2RS
VOD1＝VOD2+ID2RS
当(W/L)2＝4(W/L)1：
也可以做回路分析进而决定gm如图2-7为正回路分析及数学式。以下为图23的转移函数：
当gm3＝gm4
这是正回授路径，让系统稳定的时需要：
以下为转移函数：
當gm3＝gm4
这是正回授路径，让系统稳定的时需要：
迟滞电压可以通过内部正负回授路径来实现。图24显示了比较器的差动输入级在该电路中，有两条回授路径首先是通过晶体管M1和M2的共源极该回授路径为负回授。
第二条路径是通过晶体管M6和M7的Gate-Drain连接的电压回授。这条回授路径是正回授。如果正回授小于负回授，则整体回授值为负，并且不会产生迟滞电压反之如果正回授变大此时会在产生迟滞电压。
假设M1的Gate端接地反之M2的Gate端输入远小于零时，M1打开M2关闭，同时打开M3和M6也同时关闭M4和M7。如果I5都流过M1和M3，那么VO2就会很高，产生的电路如图26(a)所示。此时M6试图提供以下电流：
当VIN增大到接近VTH时，电流I5开始流过M2，，一直持续到流过M2的电流等于M6中的电流时，恰好在此点比较器切换点。为了近似计算转换点之一，必须在I2等于I6的点处对电路进行分析。以下为各电流的数学式：
I2＝I6
I5＝I2+I1(I1＝I3)
I2＝I5-I1
知道M1和M2中的电流，很容易计算它们各自的VGS电压。由于M1的Gate端接地，因此其VGS的差异将产生正转换点如下所示：
一旦达到VTH，比较器就会改变状态，以使大部分电流现在流经M2和M4。M7也导通，从而使M3，M6和M1关断。与前面的情况一样，随着输入电压减少比零低一个VTH时，M1中的电流增加直到等于M7中的电流。此时的输入电压为负转换点等效电路。为了计算切换点，以下等式适用：
I1＝I7
I5＝I2+I1(I1＝I3)
I1＝I5-I2
在转换器的设计中，零电流检测器通常用于检测轻载时的逆向电感电流。图26中的(a)显示了不带零电流检测下的轻重载下的电感电流波形，此时在固定的导通时间可能会使电感电流逆向流过电感反之图26中的(b)则是带着零电流侦测下轻重载下的电感电流波形。当转换器具有逆向电感电流时，零电流检测器检测到电感电流为零，并关断NMOS以防止电感电流通过NOMS流回地面。逆向的电感电流会增加导通损耗，但不会增加输出负载电流。因此其效率会严重降低。换句话说需要使用零电流检测器来提高转换效率。
最基本的转换器有加零电流侦测电路其架构如图28，其中我们要来讨论接在VLX与输出端点间的开关，在讲这开关前我们先讲3种电流路径及PMOS、NMOS还有VLX端点的变化，第一种是PMOS打开NMOS关闭电流路径则是经由PMOS到输出对电感充电此时VLX端点电压上升如图28中的(a)，第二种PMOS关闭NMOS打开电流路径则是经由NMOS到输出，因为是放电路径电感上的跨压正负颠倒此时VLX端点电压下降到ILoad*Ron(nmos)此时VLX因为放电流越放越小所以该端点电压会往上爬如图28中的(b)，第三种当VLX端点电压大于零时产生逆电流如图28中的(c)此时PMOS及NMOS同时关闭，此时VLX端点会有MOS寄生电容，电流路径会往寄生电流跑当VLX端点大于输出电压此时电流路径又会往输出跑，然而VLX端点电压又会下降，电流又会流回VLX端点的寄生电流持续反复造成LC震荡所以我们利用逻辑电路产生VS高电位打开VLX与输出电压端点间的开关，当PMOS及NMOS同时关闭时把VLX与输出电压端路以防止LC震荡。
图29中的(a)显示了具有传统零电流检测器的同步降压转换器。利用逻辑电路来完成，当VGP为高电压时且VLX未大于零时此时VN讯号为高电压去打开NMOS进行放电，当VLX大于零时此时VN讯号为低电压去关掉NMOS并且VS为高电压去打开接在VLX与输出电压间的开关来防止LC震荡，但该电路会有Delay Time造成不必要的损耗，所以我们把两个比较点进行Level Shifter来改善Delay Time所造成的损耗其架构如图29中的(b)。
我们把上一个架构中利用逻辑闸改为利用Level Shifter来完成零电流侦测如图29中的(b)，藉此来详细说明其架构当中的MB1-MB3设定偏压电流，以提供零电流检测器。MS1-MS2和MS3-MS4为Level Shifter，以将检测到的信号VLX转换为SW1，GND经过LevelShifter产生GND1。此D-Flip-Flop为正缘触发且低态RSET电路其动作原理图30，VOUT3为比较器输出讯号，若VGP讯号为高电位此时不会有RSET动作意味着VLX会掉到ILoad*Ron(nmos)此时VOUT3为低电位不会有正缘触发导致VS为初始值的低电位，但当VLX大于零时VOUT3还从低转高，此时有正缘触发致VS为高电位，经过逻辑闸后产生VGN讯号，当VGP讯号从高到低时VOUT3仍维持高电位，不会触发正缘讯号但因VGP讯号从高到低启动RSET导致VS从高转低，经过逻辑闸后产生VGN而VS讯号去打开VLX端点与输出电压间的开关，避免逆向电感电流及LC震荡。
如图31在IL会有微微的逆电流如此微小的逆电流仍会影响轻载时效率，在不同输入相同输出电压且不同负载下可看出此种架构在轻载时有明显的改善。
本发明具有以下有益效果：固定导通时间控制降压稳压器其中小的电容寄生电阻约为5mΩ，因利用Sample&Hold电路以及波形追踪电路改善了输出电压offset及快速瞬时，本文输出电压offset为零且快速瞬时响应在轻载(600mA)及重载(1A)瞬间瞬时时间为1us在轻转重和重转轻负载变化下Transient time分别为15.7us及7.5us，同时也对零电流侦测电路进行改善，输入电压4V降压到2V且在200mA的抽载下其转换效率从87％改善到92％。
如图2所示，本发明的另一个方面还提出一种涟波控制降压稳压器优化系统，包括：
电压侦测模块1，所述电压侦测模块1配置用于获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压；
电压比较模块2，所述电压比较模块2配置用于基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号；
电压调控模块3，所述电压调控模块3配置用于通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号，并通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出。
如图3所示，本发明的又一方面还提出一种计算机设备，包括：
至少一个处理器21；以及
存储器22，所述存储器22存储有可在所述处理器21上运行的计算机指令23，所述指令23由所述处理器21执行时实现上述实施方式中任意一项所述方法的步骤。
如图4所示，本发明的再一方面还提出一种计算机可读存储介质401，所述计算机可读存储介质401存储有计算机程序402，所述计算机程序402被处理器执行时实现上述实施方式中任意一项所述方法的步骤。
以上是本发明公开的示例性实施例，但是应当注意，在不背离权利要求限定的本发明实施例公开的范围的前提下，可以进行多种改变和修改。根据这里描述的公开实施例的方法权利要求的功能、步骤和/或动作不需以任何特定顺序执行。此外，尽管本发明实施例公开的元素可以以个体形式描述或要求，但除非明确限制为单数，也可以理解为多个。
应当理解的是，在本文中使用的，除非上下文清楚地支持例外情况，单数形式“一个”旨在也包括复数形式。还应当理解的是，在本文中使用的“和/或”是指包括一个或者一个以上相关联地列出的项目的任意和所有可能组合。
上述本发明实施例公开实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本发明实施例公开的范围(包括权利要求)被限于这些例子；在本发明实施例的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，并存在如上所述的本发明实施例的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。因此，凡在本发明实施例的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明实施例的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种涟波控制降压稳压器优化方法，其特征在于，包括：
获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压；
基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号；
通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号，并通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压包括：
通过第一预定电路获取电感输入电流的标识电压；
通过第二预定电路基于所述标识电压和所述回授电压得到直流信号。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压包括：
将所述标识电压、回授电压以及所述直流信号输入到数位微分分析器得到综合电压。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号包括：
将所述综合电压和所述参考电压输入到预定的比较器并通过预定的比较器得到电压变化信号。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号包括：
将所述电压变化信号输入到导通时间产生器，并通过导通时间产生器基于所述电压变化信号按照预定的判断逻辑决定是否生成导通信号。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出包括：
将所述导通信号输入到截止时间产生器，并通过截止时间产生器基于所述导通信号按照预定判断逻辑决定是否产生截止信号；
响应于产生截止信号，将所述截止信号发送给降压稳压器。
7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出包括：
将降压稳压器输出的驱动信号和电感输入电流信号输入到零电流侦测电路得到零电流信号，并将所述零电流信号输入到降压稳压器。
8.一种涟波控制降压稳压器优化系统，其特征在于，包括：
电压侦测模块，所述电压侦测模块配置用于获取电源的标识电压和回授电压，基于所述标识电压和所述回授电压按照第一预定方式生成综合电压；
电压比较模块，所述电压比较模块配置用于基于所述综合电压和参考电压进行比较以得到电压变化信号；
电压调控模块，所述电压调控模块配置用于通过所述电压变化信号按照第二预定方式生成导通信号，并通过所述导通信号调控所述降压稳压器的输出。
9.一种计算机设备，其特征在于，包括：
至少一个处理器；以及
存储器，所述存储器存储有可在所述处理器上运行的计算机指令，所述指令由所述处理器执行时实现权利要求1-7任意一项所述方法的步骤。
10.一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1-7任意一项所述方法的步骤。
CN202310224325.7A 2023-03-09 2023-03-09 一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质 Pending CN116707304A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310224325.7A CN116707304A (zh) 2023-03-09 2023-03-09 一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310224325.7A CN116707304A (zh) 2023-03-09 2023-03-09 一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116707304A true CN116707304A (zh) 2023-09-05

Family

ID=87828179

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202310224325.7A Pending CN116707304A (zh) 2023-03-09 2023-03-09 一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN116707304A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111183576B (zh) 开关调节器中的无缝模式转变的方法及控制器
EP3240171B1 (en) Dc/dc converter with burst mode using dynamically adjustable peak current control
US9035640B2 (en) High efficient control circuit for buck-boost converters and control method thereof
KR101946386B1 (ko) 전류 모드 펄스 폭 변조 부스트 변환기
US7804282B2 (en) Buck converter with inductor pre-energizing
US9602004B2 (en) Efficient control circuit for buck-boost converters and control method thereof
CN106787719B (zh) 一种pwm/pfm双模式自动切换的降压型dc-dc转换器
US10778231B2 (en) Clock dividing frequency circuit, control circuit and power management integrated circuit
US8436598B2 (en) Output-voltage control device, output-voltage control method, and electronic apparatus
US20150229212A1 (en) Switching regulator and control method thereof
US20080024104A1 (en) DC-DC converter
US8994352B2 (en) Switching regulator and control method for same
CN105471262A (zh) 用于升降压调节器的三阶段控制器
US20140253080A1 (en) Method and apparatus for advanced pulse skipping control in buck regulators
TWI470908B (zh) 控制電路、時間計算單元及控制電路操作方法
Chen et al. Control Techniques for Power Converters with Integrated Circuit
Cassidy et al. Constant ON-time 3-level buck converter for low power applications
US10243464B2 (en) Power regulator with prevention of inductor current reversal
KR102561778B1 (ko) Pwm/pfm 듀얼 모드 dc-dc 벅 컨버터 장치
US8344703B2 (en) Variable on-time control method for high light-load efficiency, small output voltage ripple, and audible-noise-free operation
Chen et al. A buck DC-DC converter with a novel PWM/PFM hybrid-mode auto-change technique
Sengupta PWM and PFM operation of DC/DC converters for portable applications
CN116707304A (zh) 一种涟波控制降压稳压器优化方法、系统、设备及介质
Chen et al. A fast transient response voltage mode buck converter with an adaptive ramp generator
Gandhimathi DC-DC converter with improved light load efficiency and transient response

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination